电气自动化论文

毕 业 论 文

题 目： 电气自动化毕业论文 单片开关电源

系： 电气与信息工程系

电气工程，电气自动化，自动化，计算机应用控制毕业设计，毕业论文

目 录

摘 要 ……………………………………………………………………………………I Abstract …………………………………………………………………………………II 第1 章 绪 论 ……………………………………………………………………………1

1．1 概述 ……………………………………………………………………………1 1．2 开关电源的发展简况 …………………………………………………………1 1．3 开关电源的发展趋势 …………………………………………………………2 第2章 方案论证 …………………………………………………………………………3

2．1 概述 ………………………………………………………………………………3 2．2 系统总体框图 ……………………………………………………………………3 2．3 工作原理 …………………………………………………………………………3 2．3．1 TOPSwitch-II的结构及工作原理………………………………………3 2．3．2 单片开关电源电路基本原理 …………………………………………5

第3章 单片开关电源的设计 ……………………………………………………………7

3．1 概述 ………………………………………………………………………………7 3．2 单片开关电源参数的设计 ………………………………………………………7 3．3 单片开关电源中电子元器件的选择 …………………………………………15

3．3．1 选择钳位二极管和阻塞二极管 ……………………………………15 3．3．2 输出整流管的选取 …………………………………………………18 3．3．3 输出滤波电容的选取 ………………………………………………19 3．3．4 反馈电路中整流管的选取 …………………………………………20 3．3．5 反馈滤波电容的选取 ………………………………………………20 3．3．6 控制端电容及串联电阻的选择 ……………………………………20 3．3．7 TL431型可调式精密并联稳压器的选择 …………………………20 3．3．8 光耦合器的选择 ……………………………………………………21 3．3．9 自恢复保险丝的选择 ………………………………………………23

3．4 单片开关电源保护电路的设计 ………………………………………………24

3．4．1 输出过电压保护电路的设计 ………………………………………24 3．4．2 输入欠电压保护电路的设计 ………………………………………25 3．4．3 软启动电路的设计 …………………………………………………26 3．4．4 电压及电流控制环电路的设计 ……………………………………26

3．4．5 无损缓冲电路 ………………………………………………………28 3．4．6 采用继电器保护的限流保护电路 …………………………………28 3．4．7 IGBT驱动电路 ………………………………………………………29 3．5 电磁干扰滤波器的设计 ………………………………………………………29 3．5．1 开关电源电磁干扰产生的机理 ……………………………………30 3．5．2 开关电源EMI的特点 ………………………………………………30 3．5．3 EMI测试技术 ………………………………………………………30 3．5．4 抑制干扰的措施 ……………………………………………………31 3．5．5 电磁干扰滤波器的构造原理 ………………………………………33 3．5．6 电磁干扰滤波器的基本电路及典型应用 …………………………33 3．5．7 EMI滤波器在开关电源中的应用 …………………………………34 结束语 ……………………………………………………………………………………35 参考文献 …………………………………………………………………………………36

单片开关电源及PCB设计 单片开关电源及PCB设计

摘 要：电力电子技术已发展成为一门完整的、自成体系的高科技技术，电力电子技术的发展带动了电源技术的发展，而电源技术的发展有效地促进了电源产业的发展。电源技术主要是为信息产业服务的，信息技术的发展又对电源技术提出了更高的要求，从而促进了电源技术的发展，两者相辅相成才有了现今蓬勃发展的信息产业和电源产业。从日常生活到最尖端的科学都离不开电源技术的参与和支持，而电源技术和产业对提高一个国家劳动生产率的水平，即提高一个国家单位能耗的产出水平，具有举足轻重的作用。在这方面我国与世界先进国家的差距很大，作为一个电源工作者，不仅要设计出国际或国内先进的电源，还要考虑到电源的适应性以及电源的成本。只有具有先进性能的电源，加上合理的制作成本，才能使我国的电源产业赶超发达国家。这里着重介绍了基于TOP252Y的单片开关电源，通过运用先进的电力电子技术等技术，实现了将普通市电转化为稳定地电压电流输出。首先介绍开关电源的含义，开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。随着各种各样电器的出现以及升级，它们都需要一个稳定的电源，本文系统介绍了一种较为实惠又很先进的稳压稳流输出单片开关电源。 关键词：单片开关电源; 反激式；脉宽调制。

I

单片开关电源及PCB设计 The design of Single-chip Switching Power Supply

and it’s PCB

Abstract：Electric and electronic technology has already developed into an intact high science, the development of electric and electronic technology has driven the development of the technology of the power supply, and the development of power technology has promoted the development of industry of the power supply effectively. The technology of the power mainly serves information industry, the development of the information technology has put forward higher request to the power supply, thus promoted the development of technology of the power supply, and it just had the vigorous information industry and power industry now. Can't do without the participation and support of the technology of the power from daily life to most advanced science, and the power technology and the power industry have very important function in raising the level of a country's labor productivity, namely improve an output level of national unit's energy consumption. In this respect, our country and developed country have very great disparity. As a power worker, not only design the international or domestic advanced power supply, but also consider the adaptability and cost of the power supply. Only the advanced and low-priced power supply could make the power industry of our country catch up with the developed country. Here, I will introduce the Single-Chip Switching Power Supply which based on the TOP252Y, by using the technology, such as advanced electric and electronic technology, it turns the ordinary electricity into the steadily voltage and current output. At first, I will introduce the meaning of the Switch Mode Power Supply, the Switch Mode Power Supply is a Power supply which utilizing modern electric and electronic technology, controlling the time rate of the ON /OFF of the switch transistor, and keeping the voltage output steadily, the switch power is generally made up with PWM IC and MOSFET [20]. With the appearance and upgrading of various electric apparatuses, all of them need one steady power supply, this text systematically introduces a kind of more advanced and very more low-priced single slice of Switch Mode Power Supply which has steadily voltage and current output.

Key words: single-chip switching power supply; flyback; PWM.

II

单片开关电源及PCB设计 第1章 绪论

1.1 概述

电源历来是各种电子设备中不可缺少的组成部分，其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。开关电源（Switching Power Supply）自问世以来，就以其稳定、高效、节能等优良性能而成为稳压电源的主要产品。而高度集成化的单片开关电源，更是因其高性价比、简单的外围电路、小体积与重量和无工频变压器隔离方式等优势而成为稳压电源中的佼佼者，是设计开发各种高效率中、小功率开关电源的优势器件。随着生产、生活中自动化程度的不断提高，开关电源也朝着智能化方向发展，由微控制器控制的开关电源将单片开关电源与单片机控制相结合，更加体现了开关电源的可靠性和灵活性。在21世纪，随着各种不同的单片开关电源芯片及其电路拓扑的应用和推广，单片开关电源越来越体现出巨大的实用价值和美好前景。

1.2 开关电源的发展简况

开关电源被誉为高效节能电源，它代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。近20多年来，集成开关电源沿着下述两个方向不断发展。第一个方向是对开关电源的核心单元——控制电路实现集成化。1997年国外首先研制成脉宽调制（PWM）控制器集成电路，美国摩托罗拉公司、硅通用公司（Silicon General）、尤尼特德公司（Unitrode）等相继推出一批PWM芯片，典型产品有MC3520、SG3524、UC3842。90年代以来，国外又研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM（脉冲频率调制）芯片，典型产品如UC1825、UC18。第二个方向则是对中，小功率开关电源实现单片集成化。这大致分两个阶段：80年代初意－法半导体有限公司（SGS－Thomson）率先推出L4960系列单片开关式稳压器。该公司于90年代又推出了L4970A系列。其特点是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片中，使用时需配工频变压器与电网隔离，适于制作低压输出（5.1～40V）、大中功率（400W以下）、大电流（1.5A～10A）、高效率（可超过90%）的开关电源。但从本质上讲，它仍属DC/DC电源变换器[17]。

1994年，美国PI公司在世界上首先研制成功三端隔离式脉宽调制型单片开关电源，被人们誉为“顶级开关电源”。其第一代产品为TOPSwitch系列，第二代产品则是1997年问世的TOPSwitch-II系列。该公司于1998年又推出了高效、小功率、低价格的四端单片开关电源TinySwitch系列。在这之后，Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端单片开关电源，亦称高压功率开关调节器（High Voltage Power

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单片开关电源及PCB设计 Switching Regulator）。目前，单片开关电源已形成四大系列、近70种型号的产品。

1.3 开关电源的发展趋势

1955年美国罗耶（GH·Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen Sen)发明了自激式推挽双变压器，19年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。

目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz、用MOS－FET制成的500kHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。

其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。

目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。

我们这次毕业设计主要是研究TOPSwitch-II开关电源以及相关的PCB设计制作，力图使电路简单且易于调试，尽最大可能的方便用户的使用。在本次设计中，我们要掌握电路设计的基本方法和步骤，学会用计算机专用软件（Protel99）绘制电路原理图和设计制作印制线路板图，掌握标准化制图的基本规则，将理论和实践相结合，提高分析能力和解决问题的能力，为我们毕业后走上工作岗位打下一个良好的基础。

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单片开关电源及PCB设计 第2章 方案论证

2.1 概述

整个系统以TOPSwitch-II芯片为核心，顺序流程连接各个功能模块，完成了将普通市电转化成所需要的稳定电流和电压。

2.2 系统总体框图

图2.1 系统总体框图

图2.1是本开关电源结构框图，图中显示了主要电路模块，其中开关占空比控制电路是基于TOPSwitch-II型芯片的控制电路[1]。

2.3 工作原理

2.3.1 TOPSwitch-II的结构及工作原理

TOPSwitch-II器件为三端隔离反激式脉宽调制单片开关电源集成电路，但与其第一代产品相比，它不仅在性能上有进一步改进，而且输出功率有显著提高，现已成为国际上开发中、小功率开关电源及电源模块的优选集成电路。

TOPSwitch-II的管教排列图如图2.2所示，它有三种封装形式。其中TO-220封装自带小散热片，属典型的三端器件，本文主要采用此种封装形式的芯片。此外还有

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单片开关电源及PCB设计 DIP-8封装和SMD-8封装，它们都有8个管脚，但均可简化成3个，两者区别是DIP-8可配8脚IC插座，SMD-8则为表面贴片，后者不许打孔焊接。

图2.2 TOPSwitch-II的管教排列图

TOPSwitch-II的三个管脚分别为控制信号输入端C（CONTROL）、主电源输入端D（DRAIN）、电源公共端S（SOURCE），其中S端也是控制电路的基准点。它将脉宽调制（PWM）控制系统的全部功能集成到了三端芯片中，TOPSwitch-II的内部框图如图2.3所示。主要包括10部分：控制电压源；带隙基准电压源；振荡器；并联调整器/误差放大器；脉宽调制器；门驱动级和输出级；过电流保护电路；过热保护及上电复位电路；高压电流源。图中Zc为控制端的动态阻抗，RE是误差电压检测电阻RA与CA构成截止频率为7kHZ的低通滤波器。

TOPSWitch-II的基本工作原理是利用反馈电流Ic来调节占空比D，达到稳压目的。举例说明，当输出电压Uo上升时，经过光耦反馈电路使得Ic上升，从而使得D下降，Uo也随之下降，最终使Uo不变。

TOPSwitch-II器件开关频率高，典型值为100kHz，允许范围为90-110kHz，开关管占空比由C脚电流以线性比例控制。电路启动时，由漏极经内部高压电流源为C脚提供工作电压Vc。（实际电路中C脚外部应接入电容，以电容的充电过程控制Vc逐步升高，以完成电路的软启动过程），其PWM反馈控制回路由Rc、比较器A1和F1等元件组成，控制极电压Vc为控制电路提供电源，同时也是PWM反馈控制回路的偏置电压，比较器A2的基准电压设置为5.7V，当Vc高于5.7V时，A2输出高电平，与此同时PWM控制电流经电阻R与振荡器输出的锯齿波电流分别输入PWM比较器A4的+/-输入端，这时因反馈电流较小从A3反向端输入的锯齿波信号经门电路G3和G4送至RS触发器B2的复位端+在锯齿波信号和时钟信号的共同作用下RS触发器的输出端Q被置为高电

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单片开关电源及PCB设计 平，门极驱动信号（PWM信号）经G6，G7两次反相，送到开关管F2的栅极，开关管处于开关状态，当电路启动结束时Vc升至门限电压4.7V，A2输出高电平驱动电子开关动作，控制电路的供电切换至内部电源；正常工作时TOPSwitch器件通过外围电路形成电压负反馈闭环控制，调节开关管的占空比实现输出电压的稳定。

图2.3 TOPSwitch-II的内部框图

TOPSwitch器件具有关断/自动重启动电路功能，即当调节失控时立即使芯片在低占空比下工作，倘若故障已排除就自动重启动恢复正常工作。在自启动阶段（控制极电压Vc低于门限电压5.7V时），控制电路处于低功耗的待命状态，此时由于比较器A2的滞回特性，电子开关频繁地在高压电流源和内部电源之间进行切换，使得Vc值保持在4.7-5.7V之间。自启动电路由一个8分频计数器完成延时功能，阻止输出级MOSFET管F2连续导通，直到8个充/放电周期完全结束后才能再次导通。TOPSwitch器件通过预置V1m值来实现过流保护。TOPSwitch器件内部还设有过热保护电路，当芯片结温大于135度时关断输出级（MOSFET），从而实现过热保护目的。

2.3.2 单片开关电源电路基本原理

TOPSWitch-II单片开关电源典型电路如图2.4所示。高频变压器在电路中具备能量存储、隔离输出和电压变换着三种功能。由图可见，高频变压器触及绕组Np的极性（同名端用黑圆点表示），恰好与次级绕组Ns、反馈绕组NF的极性相反。这表明在TOPSWitch-II导通时，电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中，此时VD2截止。当TOPSWitch-II截止时VD2导通，能量传输给次级，刺激反击是开关电源的特点。图中，BR为整流桥，CIN为输入端滤波电容。交流电压u经过整流滤波后得到直流高压UI，

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单片开关电源及PCB设计 经初级绕组加至TOPSWitch-II的漏极上。鉴于在TOPSWitch-II关断时刻，由高频变压器漏感产生的尖峰电压会叠加在直流高压UI和感应电压UOR上，可是功率开关管漏籍电压超过700V而损坏芯片；为此在初级绕组两端增加漏极钳位保护电路。钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管（VDZ1）、阻塞二极管（VD1）组成，VD1应采用超快二极管（SRD）。VD2为次级整流管，COUT是输出端滤波电容。

目前国际上流行采用配稳压管的光耦反馈电路。反馈绕组电压经过VD3、CF整流滤波后获得反馈电压UFB，经光耦合器重的光敏三极管给TOPSWitch-II的控制端提供偏压，CT是控制端C的旁路电容。设稳压管VDZ2的稳定电压为UZ2，限流电阻R1两端的压降为UR，光耦合器中LED发光二极管的正向压降为UF，输出电压Uo由下式设定：

Uo=UZ2+UF+UR （2.1）

则其稳压原理简述如下：当由于某种原因致使Uo升高时，因UZ2不变，故UF随之升高，使LED的工作电流IF增大，再通过光耦合器使TOPSWitch-II控制端电流Ic增大。但因TOPSWitch-II的输出占空比D与Ic成反比，故D减小，这就迫使Uo降低，达到稳压目的。反之亦然[3]。

图2.4 单片开关电源典型电路

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单片开关电源及PCB设计 第3章 单片开关电源的设计

3.1 概述

开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电视电声、计算机等许多电子设备中得到了广泛的使用。为了进一步追求开关电源的小型化和低成本，人们不断研制成功一些复合型单片开关电源集成电路芯片。如美国电源集成公司（Power Integrations Inc， 简称PI公司或Power公司）推出的TOPSwitch-II器件就是其中的代表。TOPSwitch-II器件集PWM信号控制电路及功率开关场效应管（MOSFET）于一体，只要配以少量的外围元器件，就可构成一个电路结构简洁、成本低、性能稳定、制作及调试方便的单端反激式单片开关电源。

3.2 单片开关电源电路参数的设定

下面将比较详细的叙述这些参数求得过程并完成电子表格。 (1) 确定开关电源的基本参数

1交流输入电压最小值umin=85V ○

2交流输入电压最大值umax=265V ○

3电网频率fL=50Hz ○

4开关频率f=100kHz ○

5输出电压Uo=24V ○

6输出功率Po=50W ○

7电源效率η=85% ○

8损耗分配系数Z：Z代表次级损耗和总损耗的比值。在极端情况下，Z=0表示全部损耗○

发生在初级，Z=1则表示全部损耗发生在次级。在此，我们选取Z=0.5。 (2) 反馈电路类型及反馈电压UFB的确定

我们可参照表1中的数据确定参数，因为我们采用配TL431的光耦反馈电路，所以UFB的值便一目了然。

(3) 输入滤波电容CIN、直流输电压最小值UImin的确定

由表2可知在通用85~265V输入时，CIN、UImin的值都可大概确定，其中，我们确定UImin的值为90V，而输入滤波电容的准确值不能从此表中得出。

输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CIN值选的过低，会使UImin的值大大降低，而输入脉动电压UR却升高。但CIN值取得过高。会增加电容器成本，而

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单片开关电源及PCB设计 且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍CIN准确值的方法。

表1 反馈电路的类型及UFB的参数值

反馈电路类型 基本反馈电路 改进型基本反馈电路 配稳压管的光耦反馈电路 配TL431的光耦反馈电路 UFB/V 5.7 27.7 12 12 Uo的准确度/（%） ±10 ±5 ±5 ±1 Sv/（%） ±1.5 ±1.5 ±0.5 ±0.2 SI/（%） ±5 ±2.5 ±1 ±0.2 表2 确定CIN、UImin值

u/V 固定输入：100/115 通用输入：85~265 固定输入：230±35 Po/W 已知 已知 已知 比例系数/（μF/W） 2~3 2~3 1 CIN/μF （2~3）·Po值 （2~3）·Po值 Po值 UImin/V ≥90 ≥90 ≥240 我们用以下式子获得准确的CIN值：

12PotC2fL （3.1） 222uminuImin CIN在宽范围电压输入时，umin=85V，取UImin=90V，fL=50Hz，tC=3ms，Po=50W，η=85%，一并带入式（3.1）求出CIN=129.69μF，比例系数CIN/Po=129.69μF/50W=2.6μF/W，这恰好在（2~3）μF/W允许的范围之内。 (4) 确定UOR、UB的值

表3 确定UOR、UB值

u/V 固定输入：100/115 通用输入：85~265 固定输入：230±35 初级感应电压UOR/V 60 135 135 钳位二极管反向击穿电压UB/V 90 200 200 当TOPSwitch-II关断且次级电路处于导通状态时，次级电压会感应到初级上。感应电压UOR就与UI相叠加后，加至内部功率开关管（MOSFET）的漏极上。与此同时，初级漏感也释放能量，并在漏极上产生尖峰电压UL。由于上述不利情况同时出现，极易损坏芯片，因此需给初级增加钳位保护电路。利用TVS器件来吸收尖峰电压的瞬间能量，使上述三种电压之和（UI+UOR+ UL）低于MOSFET的漏-源击穿电压U(BR)DS值。 (5) 根据UImin和UOR来确定最大占空比Dmax Dmax的计算公式为

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单片开关电源及PCB设计 DmaxUORUOR 100% （3.2）

UIminUDSON已知UOR=135V，UImin=90V，将UDS(ON)设为10V，一并代入式（3.2），求得Dmax=62.79%，这与典型值67%已经很接近了。Dmax随u的升高而减小。 (6) 确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP

定义比例系数 KRPIR/IP （3.3）

表4 根据u来确定KRP

u/V 固定输入：100/115 通用输入：85~265 固定输入：230±35 KRP 最小值（连续模式） 0.4 0.4 0.6 最大值（不连续模式） 1.0 1.0 1.0 由表4可确定KRP=0.4 (7) 确定初级波形参数 1输入电流的平均值IAVG ○

IAVGPO （3.4）

UImin已知Po=50W，η=85%，UImin=90V，求得IAVG=0.65A 2初级峰值电流IP○

IPIAVG （3.5）

10.5KRPDmax把IAVG=0.65A，KRP=0.4，Dmax=62.79%代入式（3.5）得，IP=1.29A 3初级脉动电流IR○

由式（3.3）可得

IR= KRP·IP=0.4×1.29A=0.52A 4初级有效值电流IRMS○

IRMS2KRPIPDmaxK1RP3 （3.6）

将IP=1.29A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.6）的得，IRMS=0.83A (8) 芯片及结温的确定

所选芯片的极限电流最小值ILIMT（min）应满足下式

ILIMT（min）≥IP/0.9 （3.7）

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单片开关电源及PCB设计 即ILIMT（min）≥1.43A，于是我们就选取了TOP225Y TJ由下式确定

TJPDRATA （3.8）

TOP225的设计功耗为1.7W，RA=20℃/W，TA=40℃，代入式（3.8）得TJ=74℃。一般来说，TJ应在25℃到100℃之间，才能使开关电源长期正常运行。 (9) 初级电感量Lp的计算

在每个开关周期内，由初级传输给次级的磁场能量变化范围是 ½LpIp²～½Lp（Ip-IR）²。初级电感量由下式决定：

106POZ1 （3.9） LPK2IPKRP1RPf2式中，Lp的单位是μH。已知开关电源的输出功率为50W，初级脉动电流与峰值电流的比例系数KRP=0.4，开关频率f=100kHz，损耗分配系数Z=0.5，电源效率η=85%，IP=1.29A，将这些数值代入式（3.9）得

Lp=1021.79 μH

(10) 选择高频变压器并查找其参数

可从设计手册中查出，当Po=50W时可供选择的铁氧体磁芯型号。若用常规漆包线绕制，可选EE30或EE35型，型号中的数字表示磁芯长度A=30mm或35mm。EE型磁芯的价格低廉，磁损耗低且适应性强。若采用三重绝缘线，则选EF30型磁芯。在此我们采用常规漆包线，故选用EE30型磁心。由手册中查出SJ=1.09cm²，l=5.77cm， AL=4.69μH/匝²，b=13.7mm。 (11) 计算次级匝数Ns

对于100V/115V交流输入，次级绕组可取1匝/V；对于230V交流或宽范围输入应取0.6匝/V。现已知u=85~265V，Uo=24V，考虑到在次级肖特基二极管上还有0.4V的正向导通压降UF1，因此次级匝数为（Uo+ UF1）×0.6匝/V=（24V+0.4V）×0.6匝/V=14.匝。由于次级绕组上还存在导线电阻，也会形成压降，实取Ns=15匝。 (12) 计算初级匝数Np

NPNSUOR （3.10）

UOUF1已知Ns=15匝，UOR=135V，Uo=24V，UF1=0.4V，将这些值一同带入式（3.10），可求得Np=82.99，实取83匝。 (13) 计算反馈绕组匝数

NFNSUFBUF2 （3.11）

UOUF1 10

单片开关电源及PCB设计 配有TL431的光耦反馈电路UFB 一般取12V，UF2取0.7V，UF1=0.4V，Ns=15，将这些值连同Uo=24V一起带入式（3.11），求得NF=7.8匝。实取8匝。

(14) 根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，用下式计算有效骨架宽度

bE=d（b-2M） (3.12)

暂且将d设为2，M取为3mm，b=13.7mm，将其带入式（3.12）求得，bE=15.4mm 再利用下式计算初级导线的外径（带绝缘层）DPM：

DPM= bE/NP （3.13）

将bE=15.4mm，NP=83带入式（3.13）求得，DPM=0.19mm。扣除漆皮后，裸体导线的内径DPm=0.15mm。

(15) 验证初级导线的电流密度J是否满足初级有效值电流IRMS=0.83A之条件。计算电流密度的公式为

J198021.27DPm10004IRMS25.421.28IRMS （3.14） 2DPm将DPm=0.15mm，IRMS=0.83A代入式（3.14）中得到J=7.22A/mm2。

若J﹥10 A/mm2，应选用较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架，使J﹤10 A/mm2。若J﹤4 A/mm2，宜选较细的导线和较小的磁芯骨架，使J﹥4 A/mm2，亦可适当增加NS的匝数。

查表可知，与直径0.15mm接近的公制线规φ0.16mm，比0.15mm略粗一点，完全可满足要求。因φ0.14mm的公制线规稍细，故不选用。 (16) 计算磁芯中的最大磁通密度BM

BM100IPLP （3.15）

NPSJ将IP=1.29A，Lp=1021.79 μH，Np=83匝，磁芯有效横截面积SJ=1.09cm²，一并代入式（3.15）中，得到BM=0.25T。 (17) 磁芯的气隙宽度

式（3.16）中，δ的单位是mm。将SJ=1.09cm²，Np=83匝，Lp=1021.79 μH，磁芯不留间隙时的等效电感AL=4.69μH/匝²一并代入式（3.16）得到，δ=0.mm。气隙δ应加在磁芯的磁路中心处，要求δ≥0.051mm。

2NP140SJ1000L （3.16） 1000APL(18) 计算留有气隙时磁芯的等效电感

ALGLP （3.17） 2NP11

单片开关电源及PCB设计 将Lp=1021.79 μH，Np=83匝代入式（3.17）得到，ALG=0.15μH/匝²。 (19) 计算次级峰值电流ISP

次级峰值电流取决于初级峰值电流IP和初、次级的匝数比n，有公式

ISPnIPNPIP （3.18） NS已知IP=1.29A，Np=83，Ns=15，不难算出n=5.5，代入式（3.18）得到ISP=7.14A (20) 计算次级有效值电流ISRMS

次级纹波电流与峰值电流的比例系数KRP与初级完全相同，区别仅是对次级而言，KRP反映的是次级电流在占空比为（1-Dmax）时的比例系数[5]。因此，计算次级有效值电流ISRMS时，需将式（2.6）中的IRMS、Ip、Dmax依次换成ISRMS、ISP、（1-Dmax）。由此得到公式

ISRMSISP2KRP1DmaxKRP1 （3.19） 3将ISP=7.14A，Dmax=62.79%，KRP=0.4代入式（3.19）中求得，ISRMS=3.52A。 (21) 计算出滤波电容上的纹波电流IRI

先求出输出电流Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A，再代入式（3.20）：

22IRIISRMSIO （3.20）

将ISRMS=3.52A，Io=2.08A代入式（3.20）中计算出，IRI=2.84A (22) 计算次级裸导线直径 有公式

DSm4ISRMS198025.4I1.13SRMS （3.21） 1.27J1000J将ISRMS=3.52A，J=7.22A/mm2代入式（3.21）中求出，DSm=0.31mm。实选φ0.315mm的公制线规。

需要指出，当DSm﹥0.4mm时应采用φ0.40mm的两股导线双线并绕Ns匝。与单股粗导线绕制方法相比，双线并饶能增大次级绕组的等效横截面积，改善磁场耦合程度，减少磁场泄感及漏感。此外，用双线并绕方式还能减小次级导线的电阻值，降低功率损耗。

导线外径（单位是mm）的计算公式为

b2MDSM （3.22）

NS将b=13.7mm，M=3，Ns=15匝一并代入式（3.22）中得到，DSM=0.51mm。选用

12

单片开关电源及PCB设计 导线直径DSm≥0.31mm而绝缘层外径DSM≤0.51mm的三重绝缘线。

(23) 确定次级整流管、反馈电路整流管的最高反向峰值电压：U（BR）S、U（BR）FB 有公式

UBRSUOUImaxNS （3.23） NPNFNP UBRFBUFBUImax （3.24）

将Uo=24V，UFB=12V，UImax=375V，Ns=15匝，Np=83匝，NF=8匝，分别代入式（3.23）和式（3.24）中计算出，U（BR）S=91.77V，U（BR）FB=48.14V。

表5：设计24V、50W开关电源的电子数据表格

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 UOR UDS（ON） UF1 UF2 KRP A 输入 参数 umin umax fL f Uo Po η Z UFB tc CIN 数据 85 265 50 100 24 50 85 0.5 12 3 129.7 B C 中间过程 保留数据 D 输出 计算结果 E 单位 V V Hz kHz V W % V ms μF F 参数说明 24V、50W开关电源 交流输入电压最小值 交流输入电压最大值 电网频率 开关频率 直流输出电压 输出功率 电源效率 损耗分配系数 反馈电压 整流桥导通时间 输入滤波电容 V V V V % 初级绕组感应电压 TOPSWitch-II的漏-源导通电压 次级绕组肖特基整流管正向压降 反馈电路中高速开关整流管正向压降 初级绕组脉动电流IR与峰值电流IP比例系数 铁氧体磁芯型号 输入TOPSWitch-II的变量 135 10 0.4 0.7 0.4 输入高频变压器的结构参数 EE30 13

单片开关电源及PCB设计 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 LP NP NF ALG BM BAC μr δ α DPM e DPm 公制φ SP J Dmax IAVG IP IR IRMS UImin UImax SJ l AL b M d Ns 1.09 5.77 4.69 13.7 3 2 15 直流输入电压参数 90 375 V V cm2 cm μH/匝 mm mm 层 匝 磁芯有效横截面积 有效磁路长度 磁芯不留间隙时的等效电感 骨架宽度 安全边距（安全边界宽度） 初级绕组匝数 次级绕组匝数 直流输入电压最小值 直流输入电压最大值 % A A A A 最大占空比（对应于umin时） 输入电流平均值 初级绕组峰值电流 初级绕组脉动电流 初级绕组有效电流值 μH 匝 匝 μH/匝 T T mm mm mm mm mm mm mm² A/mm² 初级绕组电感量 初级绕组匝数 反馈绕组匝数 磁芯留间隙后的等效电感 最大磁通密度（BM=0.2~0.3T） 磁芯损耗交流磁通密度（峰-峰值×0.5） 磁芯无气隙时的相对磁导率 磁芯的气隙宽度（δ≥0.051mm） 有效骨架宽度 初级绕组导线的最大外径（带绝缘层） 估计的绝缘层总厚度(厚度×2) 初级绕组导线的裸线直径 初级绕组导线规格 初级绕组导线的横截面积 电流密度J=4~10A/mm² 初级绕组电流波形参数 62.79 0.65 1.29 0.52 0.83 变压器初级绕组设计参数 0.15 0.2 1976 16.85 0.05 0.0516 1021.79 83 8 0.25 0. 0.19 0.15 φ0.16 7.22 14

单片开关电源及PCB设计 60 61 62 63 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 UDmax U（BR）S U（BR）FB ISP ISRMS IO IRI SSmin 公制φ DSm DSM NSS 变压器次级绕组设计参数 0.546 0.39 电压极限参数 573 91.77 48.14 V V V 7.14 3.52 2.08 2.84 φ0.315 0.31 0.51 A A A A mm² mm mm mm mm 次级绕组峰值电流 次级绕组有效值电流 直流输出电流 输出滤波电容上的纹波电流 次级绕组线圈最小横截面积 次级绕组导线规格 次级绕组导线最小直径（裸线） 次级绕组导线最大直径（带绝缘层） 次级绕组绝缘层最大厚度 最高漏极电压估算值（包括漏感的作用） 次级绕组整流管最高反向峰值电压 反馈电路整流管的最高反向峰值电压 (24) 部分参数的补充

1对于表5中交流磁通密度有两个计算公式： ○

BACBMKRP （3.25） ZBAC108UIminUDSONDmax2fSJNP （3.26）

式中最大磁通密度BM=0.25T，KRP=0.4，代入式（3.25）算出BAC=0.2。式（3.26）可作为验证公式[7]。

2磁芯无气隙时的相对磁导率○存在下述关系式

r

r与磁芯不留间隙时的等效电感AL、有效磁路长度l、磁芯有效横截面积SJ之间，

ALl （3.27） 4SJr将AL=4.69μH/匝，l=5.77cm，SJ=1.09 cm2，代入式（3.27）得到r=1.98μH/匝cm

3.3 单片开关电源中电子元器件的选择

3.3.1 选择钳位二极管和阻塞二极管

(1) 瞬态电压抑制器的工作原理

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单片开关电源及PCB设计 瞬态电压抑制器亦称瞬变电压抑制二极管，其英文缩写为TVS ( Transient voltage Suppressor)，是一种新型过压保护器件。由于它的响应速度极快、钳位电压稳定、体积小、价格低，因此可作为各种仪器仪表、自控装置和家用电器中的过压保护器。还可用来保护单片开关电源集成电路、MOS 功率器件以及其他对电压敏感的半导体器件[10]。

瞬态电压抑制器是一种硅PN结器件，其外型与塑封硅整流二极管相似，见图3.1中（a）。常见的封装形式有DO－41、A27K、A37K，它们在75 ℃以下的额定脉冲功率分别为2W、5W、15W，在25 ℃、1/120s条件下可承受的浪涌电流分别可达 50A、80A、200A。外形尺寸有ø2.7×5.2、ø5.0×9.4（mm）等规格。其钳位电压从0.7V到3kV。TVS的符号与稳压管相同 ，见图3.1中（b），伏安特性如图3.1中（c）所示。图3.1中(c)中 ，UB、IT分别为反向击穿电压（即钳位电压）、测试电流。UR为导通前加在 器件上的最大额定电压。有关系式UR≈0.8UB。 IR是最大反向漏电流。Uc是在1ms时间内器件可承受的最大峰值电压。有关系式UC>UB>UR。IP是瞬时脉冲峰值电流。因IP、IT、IR分别属于A、 mA、μA这三个数量级，故IP>>IT>> IR。TVS的峰值脉冲功率PP与干扰脉冲的占空比（D）以及环境温度（TA）有关。当D↓时PP↑，反之亦然。而当TA↓时PP↑。PP值通常是在脉宽1ms、脉冲上升沿为10μs、D=0.01％的条件下测出的，使用时不得超过此值。

（a）外形 （b）符号 （c）伏安特性

图3.1 瞬态电压抑制器

瞬态电压抑制器在承受瞬态高电压（例如浪涌电压、雷电干扰、尖峰电压）时 ，能迅速反向击穿，由高阻态变成低阻态，并把干扰脉冲钳位于规定值，从而保证电子

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单片开关电源及PCB设计 设备或元器件不受损坏。钳位时间定义为从零伏达到反向击穿电压最小值所需要的时间。TVS的钳位时间极短，仅1ns，所能承受的瞬态脉冲峰值电流却高达几十至几百A。其性能要优于压敏电阻器（VSR），且参数的一致性好。 (2) 阻塞二极管 1反向恢复时间tIr ○

反向恢复时间tIr的定义是电流通过零点由正向转向反向，再由反向转换到规定低值的时间间隔。它是衡量高频整流及续流器件性能的重要技术指标。反向电流的波形如图3.2所示。图3.2中，IF为正向电流，IRM为最大反向 恢复电流，tIr为反向恢复电流，通常规 定Irr=0.1IRM。当t≤t0时，iF=IF。 当t>t0时，由于整流管上的正向电压突然变成反向电压，因此正向电流迅速减小，在 t=t1时刻，iF=0。然后整流管上流过反向电流iR，并且iR逐渐增大；在 t=t2时刻达到最大反向电流IRM。此后反向电流逐渐减小，并且在t=t3时刻达到规定值Irr。从t2到t3的反向恢复过程与电容器放电过程有相似之处。由t1到 t3的时间间隔即为反向恢复时间trr。

图3.2 反向恢复电流的波形

2快恢复二极管的结构特点 ○

快恢复二极管的内部结构与普通二极管不同，它是在P型、N型硅材料中增加了基区I，构成P－I－N硅片。由于基区很薄，反向恢复电荷很小，不仅大大减小了trr值，还降低了瞬态正向电压，使管子能承受很高的反向工作电压。快恢复二极管的反向恢复时间一般为几百ns，正向压降为0.6～0.7V，正向电流是几A至几 kA，反向峰值电压可达几百V至几kV。超快恢复二 极管则是在快恢复二极管基础上发展而成的，其反向恢复电荷进一步减小，trr值可低至几十ns。20A以下的快恢复二极管及超

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单片开关电源及PCB设计 快恢复二极管大多采用TO-220封装。从内部结构看，可分成单管、对管两种。对管内部包含两只快恢复或超快恢复二极管，根据两只二极管接法的不同，又有共阴对管、共阳对管之分。几十A的快恢复 、超快恢复二极管一般采用TO-3P金属壳封装，更大容量（几百A至几kA）的管子则采用螺栓型或平板型封装[3]。 (3) 关于钳位二极管和阻塞二极管的选取

对于像TOPSwitch-II这样的中低功率类型单片开关电源，可选UB=180V的瞬态电压抑制器。对于钳位二极管和阻塞二极管的选取参见表6：

表6 钳位二极管和阻塞二极管的选取

u/V 100/115 85～265 230±35 钳位电压UB 90 200 200 钳位二极管（TVS） P6KE91（91V/5W） P6KE200（200V/5W） P6KE200（200V/5W） 阻塞二极管（SRD） BYV26B（400V/1A） BYV26C（600V/1A） BYV26C 对于TVS和阻塞二极管，还可以选取其它型号的管子，如表7和表8所示：

表7 单片开关电源常用TVS的型号

型号 P6KE91 P6KE150 P6KE200 BZY97-C120 BZY97-C200 BZT03-C120 Un/V 91 150 200 120 200 120 P/W 5 5 5(600*) 1.5 1.5 3.25 t/ns 1 1 1 1 1 1 表8 阻塞二极管选取原则

单片开关电源集成电路 TOP100系列 TOP200系列 TOPSwitch-II系列 阻塞二极管的反向耐压 400 600 600 超快恢复二极管型号示例 UF4004 UF4005 UF4005 BYV26B BYV26C BYV26C MUR140 MUR160 MUR160 3.3.2 输出整流管的选取

开关电源的输出整流管宜采用肖特基二极管，这有利于提高电源效率。典型产 品有Motorola公司生产的MBR系列肖特基二极管。所 选肖特基管必须满足条件

URM≥2U（BR）S （3.28） Id≥3IOM （3.29）

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单片开关电源及PCB设计 式（3.28）中次级整流管的最大反向峰值电压2U（BR）S由式（3.30）决定：

N UBRSUOSUImax （3.30）

NP单片开关电源的输出电压Uo=24V，最大连续输出电流IOM=2.08A，最大输出功率POM=50W。已知高频变压器的初级匝数NP=83匝，次级匝数Ns=15匝，直流输入电压最大值UImax=375V（对应于交流输入电压最大值umax=265 V）。由式（3.30）可计算出U(BR)S=91.78V。再根据式（3.28）求得URM≥183.5V。将IOM=2.08A代入式（3.29）中得到Id≥6.24A。

需要指出，肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过100V，仅适合作低压、大电流整流用。当UO≥30V时，须用耐压100V以上的超快恢复二极管来代替肖特基二极管，此时电源效率略有下降。此时U(BR)S=91.78V，URM≥183.5V，已不再适合采用肖特基二极管，如上所述，采用耐压100V以上的超快恢复二极管。由表9可选出合适的二极管：

表9 Motorola公司部分型号的超快恢复二极管数据表

二极管类型 产品型号 MUR410 MUR420 输出整流管 MUR810 MUR820 MUR1610 URM/V 100 200 100 200 100 Id/A 4 4 8 8 16 TIr/ns 35 Motorola 厂家 由表9我们选出MUR820型超快恢复二极管，其URM=200V﹥183.5V，Id=8A﹥6.24A，TIr=30ns﹥10ns，电源效率会稍微下降。

3.3.3 输出滤波电容的选取

输出滤波电容C2上的纹波电流很大，在前面已求出IRI=2.84A，进而求出C2上的功率损耗

2r0 （3.31） PIRI式（3.31）中r0为滤波电容的等效串联电阻（ESR）。它表示在电容器的等效电路中，与之相串联的代表电容器损耗的等效电阻，简称串联损耗电阻，在此我们将其值取为2.4Ω，则可计算出功率损耗P=19.36W。 输出纹波电压由式（3.32）决定

URI=ISP·r0 （3.32）

计算出URI=17.14V。

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单片开关电源及PCB设计 在固定负载的情况下，通过C2的交流电流标称值IC2必须满足下列条件：

IC21.5~2IRI （3.33）

即IC2=（1.5~2）IRI=（1.5~2）×2.84A∈（4.26~5.28）。通过查手册我们确定选取COUT=1000μF/35V。

3.3.4 反馈电路中整流管的选取

表10中的URM（已知：≥183.5V）为整流管最高反向工作电压，UBRFB前面已知，其值为48.14V，要求如表10，由表可知选Philips公司的BAV21比较合适。

表10选择反馈电路中的整流管

整流管类型 玻封高速开关硅二极管 超快恢复二极管 整流管型号 1N4148 BAV21 UF4003 URM/V 75 200 200 生产厂家 国产 Philips公司 GI公司 3.3.5 反馈滤波电容的选择

反馈滤波电容应取0.1μF/50V陶瓷电容器。

3.3.6 控制端电容及串联电阻的选择

控制端电容一般取47μF/10V，普通电解电容器即可。与之相串联的电阻可选6.2Ω、1/4W，本设计采用连续模式，此电阻不可省略。

3.3.7 TL431型可调式精密并联稳压器的选择

TL431是由美国德州仪器公司（TI）和摩托罗拉公司生产的2.50～36V可调式精密并联稳压器。其性能优良，价格低廉，可广泛用于单片精密开关电源或精密线性稳压电源中。此外，TL431还能构成电压比较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。目前在单片精密开关电源中，普遍用它来构成外部误差放大器，再与线性光耦合器组成隔离式光耦反馈电路。TL431系列产品包括TL431C、TL431AC、TL431I、TL431AI、TL431M、TL431Y，共6种型号。它属于三端可调式器件，利用两只外部电阻可设定2.50～36V范围内的任何基准电压值。TL431的电压温度系数αT=30×10－6／℃（即30ppm／℃）。其动态阻抗低，典型值为0.2Ω。阴极工作电压UKA的允许范围是2.50～36V，阴极工作电流IKA=1～100mA。TL431大多采用DIP-8或TO-92封装形式，管脚排列分别如图3.3所示。图中，A为阳极，使用时需接地。K为阴极，需经限流电阻接正电源。UREF是输出电压Uo的设定端，外接电阻分压器[11]。NC为空

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单片开关电源及PCB设计 TL431的等效电路见图3.4，主要包括4部分：

图3.3 TL431的电路符号与基本接线图 3.4 TL431等效电路图

(1)误差放大器A，其同相输入端接从电阻分压器上得到的取样电压，反相输入端则接内部2.50V基准电压Uref，并且设计的UREF=Uref，UREF端常态下应为2.50V，因此亦称基准端；

(2)内部2.50V（准确值应为2.495V）基准电压源Uref； (3)NPN型晶体管VT，它在电路中起到调节负载电流的作用；

(4)保护二极管VD，可防止因K、A间电源极性接反而损坏芯片。TL431的电路符号和基本接线如图2所示。它相当于一只可调式齐纳稳压管，输出电压由外部精密电阻R1和R2来设定，有公式

Uo=UKA=（1＋R1／R2） （3.34）

R3是IKA的限流电阻。TL431的稳压原理可分析如下：当由于某种原因致使Uo↑时，取样电压UREF也随之升高，使UREF>Uref，比较器输出高电平，令VT导通，Uo↓。反之，Uo↓→UREF↓→UREFTL431可广泛用于单片开关电源中，作为外部误差放大器，构成光耦反馈式电路。其工作原理是当输出电压Uo发生波动时，经电阻分压后得到的取样电压就与TL431中的2.5V带隙基准电压进行比较，在阴极上形成误差电压，使LED的工作电流IF产生相应变化，再通过光耦去改变控制端电流IC的大小，调节TOPSwitch-II的输出占空比，使Uo不变，达到稳压目的。

3.3.8 光耦合器的选择

光耦合器（Optical Coupler，英文缩写为OC）亦称光电隔离器或光电耦合器，简称光耦。它是以光为媒介来传输电信号的器件，通常把发光器（红外线发光二极管LED）与受光器（光敏半导体管）封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接受光线之后就产生光电流，从输出端流出，从而实现了“电—光—电”转换。普通光耦合器只能传输数字（开关）信号，不适合传输模拟信号。近年来问世的线性光耦合器能够传输连续变化的模拟电压或模拟电流信号，使其应用领域大为拓

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单片开关电源及PCB设计 宽。

(1) 光耦合器的性能特点

光耦合器的主要优点是单向传输信号，输入端与输出端完全实现了电气隔离，抗干扰能力强，使用寿命长，传输效率高。它广泛用于电平转换、信号隔离、级间隔离 、开关电路、远距离信号传输、脉冲放大、固态继电器(SSR)、仪器仪表、通信设备及微机接口中。在单片开关电源中，利用线性光耦合器可构成光耦反馈电路，通过调节控制端电流来改变占空比，达到精密稳压目的。

光耦合器的技术参数主要有发光二极管正向压降VF、正向电流IF、电流传输比CTR、输入级与输出级之间的绝缘电阻、集电极-发射极反向击穿电压V(BR)CEO、集电极-发射极饱和压降VCE(sat)。此外，在传输数字信号时还需考虑上升时间、下降时间、延迟时间和存储时间等参数。

电流传输比是光耦合器的重要参数，通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流IC与直流输入电流IF的百分比。其公式为：

CTRIC100% （3.35） IF采用一只光敏三极管的光耦合器，CTR的范围大多为20%～300%（如4N35），而PC817则为80%～160%，达林顿型光耦合器（如4N30）可达100%～5000%。这表明欲获得同样的输出电流，后者只需较小的输入电流。因此，CTR参数与晶体管的hFE有某种相似之处。线性光耦合器与普通光耦合器典型的CTR-IF特性曲线，分别如图3.5中的虚线和实线所示。

图3.5 光耦合器CTR-IF特性曲线

由图3.5可见，普通光耦合器的CTR-IF特性曲线呈非线性，在IF较小时的非线性失真尤为严重，因此它不适合传输模拟信号。线性光耦合器的CTR-IF特性曲线具有良好的线性度，特别是在传输小信号时，其交流电流传输比(ΔCTR＝ΔIC/ΔIF)很接近于直流电流传输比CTR值。因此，它适合传输模拟电压或电流信号，能使输出与输

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单片开关电源及PCB设计 入之间呈线性关系。这是其重要特性。 (2) 线性光耦合器的选取原则

在设计光耦反馈式开关电源时必须正确选择线性光耦合器的型号及参数，选取原则如下：

①光耦合器的电流传输比(CTR)的允许范围是50%～200%。这是因为当CTR＜50%时，光耦中的LED就需要较大的工作电流(IF＞5.0mA)，才能正常控制单片开关电源IC的占空比，这会增大光耦的功耗。若CTR＞200%，在启动电路或者当负载发生突变时，有可能将单片开关电源误触发，影响正常输出。

②推荐采用线性光耦合器，其特点是CTR值能够在一定范围内做线性调整。 ③由英国埃索柯姆(Isocom)公司、美国摩托罗拉公司生产的4N××系列(如4N25 、4N26、4N35)光耦合器，目前在国内应用地十分普遍。鉴于此类光耦合器呈现开关特性，其线性度差，适宜传输数字信号(高、低电平)，因此不推荐用在开关电源中。

经过计算CTR=126%，故采用Motorola公司的CNY17-3型光耦管。

3.3.9 自恢复保险丝的选择

(1) 自恢复保险丝的原理及特点

自恢复保险丝（ResettableFuse）的英文缩写为RF。它是20世纪90年代问世的一种新型过流保护器件。传统的保险丝属于一次性过流 保护器，使用很不方便。美国硅谷的瑞侃（ Raychem）公司最近研制成功由聚合物（polymer）掺 加导体而制成的自恢复保险丝，地解决了上述难题。它具有体积小、种类规格齐全、开 关特性好、能自行恢复、反复使用、不需维修 等优点。其中，RXE系列为圆片形，RUE系列属方 形，miniSMD为小型化表面安装器件，SRP系列为片状[17]。

自恢复保险丝具有开关特性，亦称之为聚合物开关（polyswitch）。内部由高分子晶状聚合物和导电链构成。由于聚合物能将导电链紧密地束缚在晶状结构上，因此常态下的电阻非常低，仅为零点几Ω左右。当工作电流通过自恢复保险丝时所产生的热量很小，不会改 变聚合物内部的晶状结构。当发生短路故障时 ，电流急剧增大，导电链产生的热量使聚合物从晶状胶体变成非晶状胶体，原本被束缚的导电链便自行分离断裂，器件的电阻值就迅速增加几个数量级，呈开路状态，立即将电流切断 ，起到保护作用。而一旦过流故障被排除掉，器件很快又恢复成低阻态。正是这种“低阻（通态）超高阻（断态）”的可持续转换，才使之能反复使用而无须更换。

自恢复保险丝的电阻－温度特性如图3.6所示，共分5个阶段：当温度较低时，其 发热量与散热量达到动态平衡（阶段1）；即使电流稍大或环境温度略微升高，增加的热量

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单片开关电源及PCB设计 仍可散发到空气中（阶段2）；但是，若电流进一步增大（阶段3），直至发热量大于散热量时（阶段4），自恢复保险丝的温度就会迅速升高，很小的温度变化量就会造成电阻值急剧增大，阻挡住电流通过，保护设备免受损害；阶段5则属于禁用区。在过流故障消除后的几s之内，随着温度的降低，电阻值又迅速减小。

图3.6 电阻温度特性

需要指出，自恢复保险丝也具有正温度系数（PTC）特性，但与具有正温度系数特 性的热敏电阻有着本质区别。它属于高分子聚 合物－导体，而PTC元件是由钛酸钡与稀土元素烧结而成的陶瓷材料；此外PTC元件在常温下的电阻值较大，不适合作保险丝使用。 (2) 自恢复保险丝的选取

表11部分型号自恢复保险丝参数

产品型号 MF-R MF-RX MF-MSMF MF-NSMF 工作电压最大值（V） 16-60 60 6-60 6-30 中断电流最大值（A） 40-100 40 40-100 10-100 功耗（W） 0.22-4.5 1.5-3.2 0.8 0.8 已知所设计电路的Uo=24V，Io=2.08A，故选用MF-NSMF型号的保险丝。

3.4 单片开关电源保护电路的设计

3.4.1 输出过电压保护电路的设计

电路图如图3.7所示。这里是用两只PNP和NPN型晶体管VT1、VT2，来构成分立式晶闸管（SCR），其三个电极分别为阳极A、阴极K、门极（又称控制极）G。反馈电压UFB经稳压管VDZ2和电阻R1分压后提供门极电压UG。正常情况下UG较低，SCR关断。当次级出现过电压时，

Uo↑→UFB↑→UG↑，就触发SCR并使之导通，进而使控制端电压Uc变成低电平，将

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单片开关电源及PCB设计 TOPSwitch-II关断，起到保护作用。稳压管VDZ2的稳定电压与VT2的发射结电压之和等于（UZ2+UBE2），当UFB﹥UZ2+UBE2时，就进行过电压保护[2]。

图3.7 输出过电压保护电路

3.4.2 输入欠电压保护电路的设计

适配光耦合器的输入欠电压保护电路如图3.8所示。

图3.8 输入欠电压保护电路

当直流输入电压UI低于下限值时，经R1、R2分压后使VT的基极对地电压UB≤4.4V，于是VT和VD4均导通，迫使Uc﹤5.7V，立即将TOPSWitch-II关断。设VT的发射结电压UBE=0.65V，VD4导通压降UF4 =0.65V，芯片正常工作时Uc的下限电压为5.7V。显然，当VT和VD4导通时，基极电压UB=Uc-UBE-UF4=5.7V-0.65V-0.65V=4.4V，因此可将UB=4.4V作为VT的欠电压阀值。有公式

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单片开关电源及PCB设计 UBU1R2 （3.36）

R1R2欠电压值U1=100V，故取R1=1MΩ，再与UB=4.4V一并带入上式计算出R2 =46.0KΩ。若交流电压u突然发生掉电，U1就随C1的放电而衰减，使Uo降低，一旦Uo降到自动稳压范围之外，C4开始放电，同样可将TOPSWitch-II关断[4]。

UBR1R2 （3.37）

U1UB3.4.3 软启动电路的设计

软启动电路如图3.9所示：

图3.9 软启动电路

增加软启动电容Css可消除上电瞬间对电路造成的冲击，使输出电压平滑的升高。本设计采用图中光耦反馈式软启动电路。Css可光耦合器中LED导通时的尖峰电流，进而占空比。正常工作时Css不起作用，断电后Css可经R2放电。软启动电容采用4.7-47 μF电解电容器[9]。

3.4.4 电压及电流控制环电路

(1) 电压控制环的设计

恒压源的输出电压由式（3.38）确定：

UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1 (3.38)

式（3.38）中，UZ2=6.2V，UF=1.2(典型值)，需要确定的只是R1上的压降UR1。令R1上的电流为IR1，VT2的集电极电流为IC2，光耦输入电流(即LED工作电流)为IF，

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单片开关电源及PCB设计 显然IR1=IC2=IF，并且它们随u、IO和光耦的电流传输比CTR值而变化。TOP225Y的控制端电流IC变化范围是2.5mA(对应于最大占空比Dmax)～6.5mA(对应于最小占空比Dmin)，现取中间值IC=4.5mA。因IC是从光敏三极管的发射极流入控制端的，故有关系式

IR1=Ic/CTR (3.39)

在IC和CTR值确定之后，很容易求出IR1。单片开关电源须采用线性光耦合器，要求CTR=80％～160％，可取中间值120％。将IC=4.5mA，CTR=120％代入式(3.39)得出，IR1=3.75mA。令R1=39Ω时，UR1=0.146V。最后代入式(3.38)计算出 UO=UZ2＋UF＋UR1=6.2V＋1.2V＋0.146V =7.546V≈7.5V (2) 电流控制环的设计

电流控制环由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和PC817A等构成。下面需最终算出恒定输出电流IOH的期望值。图中，R7为VT1的基极偏置电阻，因基极电流很小，而R3上的电流很大，故可认为VT1的发射结压降UBEI全部降落在R3上。则

IOH=UBE1/R3 (3.40) 利用下面二式可以估算出VT1、VT2的发射结压降：

UBE1=(kT/q)·In(Ic1/Is) (3.41) UBE2=(kTq)·In(Ic2/Is) (3.42)

式中，k为波尔兹曼常数，T为环境温度(用热力学温度表示)，q是电子电量。当TA=25℃时，T=298K,kT/q=0.0262V。IC1、IC1分别为VT1、VT2的集电极电流。IS为晶体管的反向饱和电流，对于小功率管，IS=4×10－14A。 因为前已求出IR1=IF=IC2=3.75mA，所以

UBE2=(kT/q)In(Ic2/Is)=0.0262In(3.75mA/4×10 -14A)=0.662V 又因IE2≈IC2，故UR5=IC2R5=3.75mA×100Ω=0.375V，由此推导出UR6=UR5＋UBE2=0.375V＋0662=1.037V。取R6=220Ω时，IR6=IC1=UR6/R6=4.71mA。下面就用此值来估算UBE1，进而确定电流检测电阻R3的阻值： UBE1=0.0262In(4.71mA/4×10 -14A)=0.668 R3=IBE1/IOH=0.668V/1.0A=0.668Ω

与之最接近的标称阻值为0.68Ω。代入式(3.40)可求得 IOH=0.668V/0.68Ω=0.982

考虑到VT1的发射结电压UBE1的温度系数αT≈－21mV/℃，当环境温度升高25℃时，IOH值降为

I＇OH=UBE1-‖αT‖·T/R3=0.668V-(2.1mV/℃)×25℃/0.68Ω=0.905A

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单片开关电源及PCB设计 恒流准确度为：

γ=(I＇OH-IOH/IOH)·100%=(0.905-0.982/0.982）·100%=-7.8%≈-8% 与设计指标相吻合。电压及电流控制环的单元电路如下图[12]：

图3.10 电压及电流控制环电路

3.4.5 无损缓冲电路

图3.11 无损缓冲电路

在变换器电路中，主二极管反向恢复时，会对开关管造成很大的电流、电压应力，引起很大的功耗，极易造成器件的损坏。为了抑制这种反向恢复电流，减少损耗，而提出了一种无损缓冲电路，如图3.11所示。

其主要工作原理是，主开关Q开通时的di/dt应力、关断时的dv/dt应力分别受L1、C1所，利用L1、C1、C2之间相互的谐振及能量转换，实现对主二极管D反向恢复电流的抑制，使开关损耗、EMI大大减少。不仅如此，由于开通时C1上的能量转移到C2，关断时C2和L1上的能量转移到负载，这种缓冲电路的损耗很低，效率很高[13]。

3.4.6 采用继电器保护的限流保护电路

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单片开关电源及PCB设计 图3.12是采用继电器K和限流电阻R1构成的防浪涌电流电路。

图3.12 采用继电器的限流保护电路电路

电源接通瞬间，输入电压经整流（D1～D4）和限流电阻R1对滤波电容器C1充电，防止接通瞬间的浪涌电流，同时辅助电源Vcc经电阻R2对并接于继电器K线包的电容器C2充电，当C2上的电压达到继电器K的动作电压时，K动作，其触点K1.1闭合而旁路限流电阻R1，电源进入正常运行状态[14]。限流的延迟时间取决于时间常数（R2C2），通常选取为0.3～0.5s。

3.4.7 IGBT驱动电路

如图3.13所示，为了使IGBT稳定工作，一般要求双电源供电方式，即驱动电路要求采用正、负偏压的两电源方式，输入信号经整形器整形后进入放大级，放大级采用有源负载方式以提供足够的门极电流。为消除可能出现的振荡现象，IGBT的栅射极间接入了RC网络组成的阻尼滤波器[16]。此种驱动电路适用于小容量的IGBT。

图3.13 IGBT驱动电路[21]

3.5 电磁干扰滤波器的设计

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单片开关电源及PCB设计 3.5.1 开关电源电磁干扰的产生机理

开关电源产生的干扰,按噪声干扰源种类来分,可分为尖峰干扰和谐波干扰两种;若按耦合通路来分,可分为传导干扰和辐射干扰两种。现在按噪声干扰源来分别说明： (1) 二极管的反向恢复时间引起的干扰

高频整流回路中的整流二极管正向导通时有较大的正向电流流过,在其受反偏电压而转向截止时,由于PN结中有较多的载流子积累,因而在载流子消失之前的一段时间里,电流会反向流动,致使载流子消失的反向恢复电流急剧减少而发生很大的电流变化(di/dt)。

(2) 开关管工作时产生的谐波干扰

功率开关管在导通时流过较大的脉冲电流。例如正激型、推挽型和桥式变换器的输入电流波形在阻性负载时近似为矩形波,其中含有丰富的高次谐波分量。当采用零电流、零电压开关时,这种谐波干扰将会很小。另外,功率开关管在截止期间,高频变压器绕组漏感引起的电流突变,也会产生尖峰干扰。 (3) 交流输入回路产生的干扰

无工频变压器的开关电源输入端整流管在反向恢复期间会引起高频衰减振荡产生干扰。

开关电源产生的尖峰干扰和谐波干扰能量,通过开关电源的输入输出线传播出去而形成的干扰称之为传导干扰;而谐波和寄生振荡的能量,通过输入输出线传播时,都会在空间产生电场和磁场。这种通过电磁辐射产生的干扰称为辐射干扰。 (4) 其他原因

元器件的寄生参数，开关电源的原理图设计不够完美，印刷线路板（PCB）走线通常采用手工布置，具有很大的随意性，PCB的近场干扰大，并且印刷板上器件的安装、放置，以及方位的不合理都会造成EMI干扰[6]。

3.5.2 开关电源EMI的特点

作为工作于开关状态的能量转换装置，开关电源的电压、电流变化率很高，产生的干扰强度较大；干扰源主要集中在功率开关期间以及与之相连的散热器和高平变压器，相对于数字电路干扰源的位置较为清楚；开关频率不高（从几十千赫和数兆赫兹），主要的干扰形式是传导干扰和近场干扰;而印刷线路板(PCB)走线通常采用手工布线,具有更大的随意性,这增加了PCB分布参数的提取和近场干扰估计的难度.

3.5.3 EMI测试技术

目前诊断差模共模干扰的三种方法：射频电流探头、差模抑制网络、噪声分离网络。

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单片开关电源及PCB设计 用射频电流探头是测量差模 共模干扰最简单的方法，但测量结果与标准限值比较要经过较复杂的换算。差模抑制网络结构简单，测量结果可直接与标准限值比较，但只能测量共模干扰。噪声分离网络是最理想的方法，但其关键部件变压器的制造要求很高

3.5.4 抑制干扰的措施

抑制开关电源的噪声可采取三方面的技术：一是滤波；二是变压器的绕制；三是屏蔽。 (1) 滤波

针对开关电源主要通过电源线向外传输噪声的特点，采用滤波技术抑制干扰，可分为：交流侧滤波、直流侧滤波及其他一些辅助措施。

1交流侧滤波：开关电源的交流电源线输入端插入共模和差模滤波器，防止开关○

电源的共模和差模噪声传递到电源线中，影响电网中其它用电设备，同时也抑制来自电网的噪声。交流侧滤波器如图3.12中A、B、C、D所示，其中L为共模扼流圈，图A、B中的电容器C能滤除串模干扰。图C、D抑制电磁干扰的效果更佳，图C中的L、C1和C2用来滤除共模干扰，C3和C4用来滤除串模干扰，R为泄放电阻，可将C3上积累的电荷泄放掉，避免因电荷积累而影响滤波特性；断电后还能使电源的进线端L、N不带电，保证用户的安全。

2直流侧滤波：在开关电源的直流输出侧插入如图E所示的电源滤波器，它由共模○

扼流圈L1、扼流圈L2和电容C1、C2组成。为了防止磁芯在较大的磁场强度下饱和而使扼流圈失去作用，扼流圈的磁芯必须采用高频特性好且饱和磁场强度大的恒μ磁芯。

3其他：C3为安全电容，能滤除初、次级绕组耦合电容引起的干扰。C8和R7并○

联在D7两端，能防止D7在高频开关状态下产生自激振荡（振铃现象）；此外，在二次侧整流滤波器上串联磁珠也有一定效果。TOPSwitch-Ⅱ由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压，这是由于脉冲变压器漏感造成的，通常用瞬态电压抑制器（TVS）D6和超快恢复二极管（SRD）D5组成的电路进行钳位，也有用R、C电路的，但效果要稍差一些。

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单片开关电源及PCB设计

图3.12 滤波器

(2) 减小脉冲变压器的漏感及分布电容

对于一个符合绝缘及安全性标准的脉冲变压器，其漏感量应为次级开路时初级电感量的1％～3％。在磁芯结构尺寸、绕线匝数一定的情况下，线圈的绕组排列是减小漏感的重要因素，如图4所示，绕组应按同心方式排列，全部用漆包线绕制，留有安全边距，且在次级绕组与反馈绕组之间加上强化绝缘层。对于多路输出的开关电源，输出功率最大的那个次级绕组应靠近初级，以增加耦合，减小磁场泄漏。当次级匝数很少时，为了增加与初级的耦合，宜采用多股线平行并绕方式均匀分布在整个骨架上，以增加覆盖面积。在条件允许的情况下，用箔绕组作为次级也是增加耦合的一种好办法。

在开关电源的工作过程中，绕组的分布电容反复被充、放电，不仅使电源效率降低，它还与绕组的分布电感构成LC振荡器，会产生振铃噪声。初级绕组分布电容的影响尤为显著。为减小分布电容，应尽量减小每匝导线的长度，并将初级绕组的始端接漏极，利用一部分初级绕组起到屏蔽作用，减小相邻绕组的分布参数耦合程度。3 屏蔽

抑制辐射噪声的有效方法是屏蔽。用导电良好的材料对电场屏蔽，用导磁率高的材料对磁场屏蔽。将电路置于屏蔽壳中，屏蔽壳可靠接地或中性线，接缝处最好焊接，以保证电磁的连续性。

对于脉冲变压器内部而言的屏蔽，即在一次侧和二次侧间加屏蔽层，简单的办法，用漆包线均匀绕满骨架一层，绕组的一端接高压+V端，另一端浮空。如图3.13所示，减少了一、二次侧的电场的耦合干扰。此外，将原边绕在骨架最里边，原边起始端与TOPSwitch-Ⅱ的D端连接也是抑制干扰的有效方法。

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单片开关电源及PCB设计 为防止脉冲变压器的泄漏磁场对相邻电路造成干扰，可把一铜片环绕在变压器外部，构成如图3.13所示的屏蔽带。该屏蔽带相当于短路环，能对泄漏磁场起到抑制作用，屏蔽带应与地接通[15]。

图3.13 屏蔽安装示意图

3.5.5 电磁干扰滤波器的构造原理

电源噪声是电磁干扰的一种，其传导噪声的频谱大致为10kHz~30MHz，最高可达150MHz。根据传播方向的不同，电源噪声可分为两大类：一类是从电源进线引入的外界干扰，另一类是由电子设备产生并经电源线传导出去的噪声。这表明噪声属于双向干扰信号，电子设备既是噪声干扰的对象，又是一个噪声源。若从形成特点看，噪声干扰分串模干扰与共模干扰两种。串模干扰是两条电源线之间(简称线对线)的噪声，共模干扰则是两条电源线对大地(简称线对地)的噪声。因此，电磁干扰滤波器应符合电磁兼容性(EMC)的要求，也必须是双向射频滤波器，一方面要滤除从交流电源线上引入的外部电磁干扰，另一方面还能避免本身设备向外部发出噪声干扰，以免影响同一电磁环境下其他电子设备的正常工作。此外，电磁干扰滤波器应对串模、共模干扰都起到抑制作用

3.5.6 电磁干扰滤波器的基本电路及典型应用

电磁干扰滤波器的基本电路如图3.14所示。该五端器件有两个输入端、两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路中包括共模扼流圈(亦称共模电感)L、滤波电容C1~C4。Ｌ对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。

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单片开关电源及PCB设计

图3.14 电磁干扰滤波器的基本电路

L的电感量与EMI滤波器的额定电流I有关，参见表12。

表12 L的电感量与EMI滤波器的额定电流对照表

固定电流I（A） 电感量范围L（mH） 1 8~23 3 2~4 6 0.4~0.8 10 0.2~0.3 12 0.1~0.15 15 0.0~0.08

图3.15 两极复合式EMI滤波电路

需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。C1和C2采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01Μf~0.47μF，主要用来滤除串模干扰。C3和C4跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。C3和C4亦可并联在输入端，仍选用陶瓷电容，容量范围是2200Pf~0.1μF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1μF，并且电容器中点应与大地接通。C1~C4的耐压值均为630VDC或250VAC。图2示出一种两级复合式EMI滤波器的内部电路，由于采用两级(亦称两节)滤波，因此滤除噪声的效果更佳。针对某些用户现场存在重复频率为几千赫兹的快速瞬态群脉冲干扰的问题，国内外还开发出群脉冲滤波器(亦称群脉冲对抗器)，能对上述干扰起到抑制作用。

3.5.7 EMI滤波器在开关电源中的应用

为减小体积、降低成本，单片开关电源一般采用简易式单级EMI滤波器，典型电路如图3.16所示。

图3.16中(a)与(b)中的电容器C能滤除串模干扰，区别仅是图(a)将C接在输入端， 图(b)则接到输出端。图(c)、(d)所示电路较复杂，抑制干扰的效果更佳。图(c)中的L、C1

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单片开关电源及PCB设计 和C2用来滤除共模干扰，C3和C4滤除串模干扰。R为泄放电阻，可将C3上积累的电荷泄放掉，避免因电荷积累而影响滤波特性；断电后还能使电源的进线端L、N不带电，保证使用的安全性。图(d)则是把共模干扰滤波电容C3和C4接在输出端。

图3.16 EMI滤波器

EMI滤波器能有效抑制单片开关电源的电磁干扰。图3.17中曲线a为不加EMI滤波器时开关电源上0.15MHz~30MHz传导噪声的波形(即电磁干扰峰值包络线)。曲线b是插入如图3.17(d)所示EMI滤波器后的波形，能将电磁干扰衰减50dBμV~70dBμV。显然，这种EMI滤波器的效果更佳。在本设计中，我们也将选取电路(d)作为电磁干扰滤波电路。

图3.17加EMI滤波器前后干扰波形的比较

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