单级功率因数校正控制器NCP1651

NCP1651是一个有源功率因数校正控制IC。它只用一级Flyback即作到全电压范围输入，以固定频率工作，输出设备所需的低压直流。以其PFC原理，它既可以工作在连续导通，也可以工作在断续导通模式。

NCP1651的控制方式提供了一种低成本、元件数少的AC/DC适配器解决方案。它很容易满足IEC1000-3-2的谐波要求，输出功率可为50W~200W。

用NCP1651驱动一个反激变换器拓朴，以连续/断续方式调整输入电流，使之跟随线路电压以提供单位功率因数。其采用平均电流的CCM控制方式，以定频式工作使输入的EMI易于处理。

NCP1651采用16Pin封装，16Pin脚功能如下：

1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8.

输出：MOSFET的驱动端子。 公共端：电路参考地。

CT：振荡器的定时电容，调整工作频率。

斜波补偿：偏置斜波补偿，调节补偿总量，增加稳定性。 IS+：电源检测端子正输入。

Iavg-filt：此端接一电容到地，滤除高频元件的瞬间电流波形。

Iavg：用一低温度系数电阻从此端接到GND，设置电流检测放大器的增益稳定。 反馈/关断：光耦反馈的误差信号送至误差放大器连接端子。关断控制也可接于此端，

电压降到低于0.6V，即关断。

9. AC输入：全波整流波形输入端，用于基准比较和平均电流补偿。 10. AC基准：接一电容，作基准乘法器的调制输出。 11. AC补偿：给AC基准放大器提供补偿。 12. Vref：6.5V基准电压端。

13. Vcc：IC供电端，同时作UVLO监视。 14. 空脚：不接。 15. 空脚：不接。

16. 起动：此端接到整流后的输入电压，以给IC内部提供偏置电流，它在起动阶段工作。

工作原理 简介

AC/DC将功率因数最佳化变得越来越重要，有几个理由如下：

调整对电子产品必须加PFC，在欧洲IEC1000-3-2为强制性标准。对脱线输入前级， 包含整流桥和电容PFC成为必备。

NCP1651设计成工作在反激变换拓朴的PFC电路。它有如下几个优点：首先，用户可得

到低压隔离的输出，它只有一个功率级；其次，它的输入电流较小，使PF值接近1；第三，与Boost方式比较，元件数少，降低成本、缩小体积。

NCP1651可工作于连续及断续电流两种方式，随后的分析会帮助我们明了其优点。 我们作单输出应用：

Po = 90W，Vin = 85~265V AC，效率>80%；

Pin = 108W，Vo = 48V，f = 100KHz，变压器匝数比N = 4 。 连续导通型CCM

为强制电感电流连续不断在85~265V AC中，Lp至少要1mH。图26示出通过Flyback变压器初级的典型电流，在开关导通周期内电流流过初级，在开关关断时流过次级。

峰值电流为：

断续导通型DCM

在断续导通型工作时，电感电流降到0的时间以开关周期结束，如图27所示；

为确保DCM，Lp要减小到大约100uH。

结果展示对反激变换器工作在连续导通型时仅是断续型的一半。

运行于DCM的第二个结果是有更高的输入电流波形畸变，有更高的EMI及低的功率因子(与CCM比较)。更高的峰值电流可以滤过来产生同样的性能，但要一个大滤波器，图28、图29给出比较。

工作在DCM方式的优点在于较低的开关损耗，此时电流已降到零，因而变压器体积也小。(电感量小很多)

而NCP1651可使设计师有更多的选择。

从我们分析的结果来看，反激式PFC变换器与工作在DCM方式比较，工作在CCM方 式有一半的峰值电流及十分之一的基波谐波畸变。MOSFET导通损耗比较低，二次侧整流管损耗也较小，输入的EMI滤波也容易满足C.I.S.P.R的传导水平。从另一方面到CCM方式，CCM的变压器比较大，它要更大的初级电感。

DCM方式的优点包括较低的开关损耗，因为电流降到零时才开始下一周期。此外，变压器体积会小很多。

设计师要选择的是Boost还是Flyback，CCM还是DCM；哪种方式更适于应用的要求？NCP1651的插入给了新的选择。

对基于PFC的平均电流型反激式电路拓朴，决定变压器的参数包括几种折扣。它包括：

峰值与平均值电流比，开关损耗(高的匝比会有高的峰值电流，即:高的开关损耗)；CCM与DCM(低的匝比或高电感值执行CCM)。还有占空比范围要适应全电压及负载变化。ONSEMI用NCP1651来帮助设计师平衡上面几个折扣，辅助设计可以从网站下载。

理想的解决取决于专门的应用需要和对THD性能、成本、几何尺寸、效率的综合考虑。这个设计容许设计师考虑不同的情况，设置出最好的方案，下面将协助你决定方案。

1. 匝比的，更高的匝比会折回初级的电压和电流，它由固有的反激拓朴。超过20：1的匝比会导致非常高的漏感，使初级开关有太高的关断电压尖峰。为此，这种方式的输出电压必须在12V以上。 2. CCM方式工作，NCP1651设计成工作在CCM及DCM。当然CCM的THD好于DCM，推荐在专门测试谐波条件时电路设计成CCM(此为AC230V满载)，保持在接近零交越，这是保持CCM必须的。 3. 下面的关键管理均衡结合设计过程给出。

PFC的工作

NCP1651的基本的PWM功能由下面的方框电路控制，它由DC调整环和PFC电路组成 基本元件如图30所示。

这里有三个输入环，即全波整流后的正弦波，连续的输入电流及FB/SD端子的误差信号。 输入电流要强制其接近单位功率因数，由交流误差放大器作控制；此放大器采用从AC输入的电压信息和电流信息去控制功率开关的方式给出最好的调整率，以尽可能好的功率因数达到目标。

基准乘法器设置基准电平给输入的整流的正弦全波，其一接到其输入的是比例分压的正弦整流的全波的电平在乘法器的输出上，且不能有畸变。为完成此任务，必须对DC误差放大器的带宽令其少于线路频率的两倍，即12Hz。（典型地设在整流频率的五分之一处）

关键是了解如何使AC误差放大器的工作能形成高质量的正弦输入电流，运放的输入端

工作在线性范围。这里有几个二次侧的影响，要在同相端、反相端之间建起一个小差模信号。为了分析方便，可令其相等。

全波整流的正弦波输出从基准乘法器送到AC误差放大器的同相端。AC误差放大器的反相端接收正弦波，并与滤波器的输入电流结合一起，由于两个输入到该放大器将会在相同的电位，在同相输入端处完整的信号会有同样的如AC基准信号的正弦信号，AC基准信号(Vref)是全波整流信号。因此，AC电流信号(Iin)还必须是全波整流的信号，此关系由下式给出。

Iin信号有很宽的带宽，它的瞬时值不会跟着低频全波整流的信号。当然，AC误差放大器的输出会有低频的极点。它允许平均值(75V Line+(K.Iin)的)跟随Vref。由于AC误差放大器是跨导放大器，它将跟随增益缓冲级的倒相信号，且有低阻抗的输出。所以，这个信号可以与瞬时输入开关电流(Iin)组合在一起。缓冲器的输出仍旧是Verror(ac)。

Verror(ac)和4V基准之间的不同设置窗口使瞬时电流开关受调制于功率开关关断时。 由于输入电流有基波频率，它两倍于线路频率，输出滤波器必须有一极点，它低于输入电流，以建立一个谐调的DC波形。DC输出电压同二次误差放大器基准电压比较，将误差信号从二次侧放大器送出，反馈经光耦送到反馈输入端。

开关的开启由振荡器决定，它受一个固定频率控制。在正常工作时，开关将仍旧停在开启状态。直到瞬时电压Verror(ac)达到4V基准电平，在此时开关闭合。

直流基准和缓冲器

内部DC基准是一个精密能隙式基准，正常输出为4.0V。有温度补偿，扁差为 < ±1%，整个误差不超过 ±2%。为保持最大稳定性，它仅用作基准，在此处仅有很小的负载。

DC基准送到缓冲器，缓冲器增益为1.625，它建起6.5V的电压源，这用作内部电压并作为NCP1651的外供基准，要一个0.1uF电容旁路及稳压。

在内、外6.5V之间无缓冲器，注意当接外部负载时，决不能过载或短路，否则NCP1651内部会停止工作。

欠压锁定

一个欠压锁定电路(UVLO)提供完成在低于Vcc电平下没有展示出所要的特性，它还减少了功耗到新水平，并允许Vcc电容再充电。

当Vcc电容初始充电时，UVLO将保持关断。一个低偏置电流流入，直到Vcc电压达到典型的10.8V水平。在此点它开始工作，用UVLO不会激活，如果Vcc电压由此降到开启点1V以下，UVLO电路又将再次被激活。

当激活时，UVLO电路移去从所有内部电路的功率，关断6.5V基准，但4.0V内基准仍工作，UVLO及关断比较器处在激活状态。

乘法器

NCP1651用一个新的专利的概念给其基准乘法器。这个性的设计，允许它比传统乘法器有更大的精度改善。此乘法器使用一个PWM开关电路建起一个无限量的输出信号，有

一个非常好的所希望的增益。

一个输入(A)到乘法器是一个电压----电流(V-I)变换器，把输入电压变成一个电流，整个乘法器的增益即可完成。此外，在输出信号处几乎没有误差，此因串联式整流。

其它信号(输入P)送到PWM比较器，其选择一个脉冲宽度给比较器输出。从V-I变换器来的电流信号是由PWM比较器的占空比来的因子，然后由RC网络在输出处滤波。此网络建起一个低通滤波器，从原始滤波中移去高频部分。

乘法器斜波由内部振荡器产生，是与用于PWM同样的信号，它将因此有与功率级相同的频率。

对输入P不是必要的，对DC信号低频AC信号可以更好地工作。

乘法器的增益由V-I变换器的电流电压比、输出滤波器的负载电阻及锯齿波的峰值谷低值决定。当P输入信号在斜波峰处时，比较器将允许A输入信号通过，而没有选它的全部，这就给出一个由输出滤波电阻定出的A电流乘法器的输出电压。当P输入信号在斜波谷电压时，比较器保持低且无电流通过滤波器。在这两个极端之间，占空比正比于P输入信号的电平。

输出滤波器是一个并联的RC网络，其极点需要大于最高线频率(120Hz)的两倍，少于开关频率。推荐的起始点是20~50因子(低于开关频率的20~30倍)，极点计算如下式：

所以对于60Hz的线路及100KHz的频率，2KHz极点是个好的起点。这将是一个开关频率除以50以下的数据。但仍远高于120Hz的整流频率，这不会导致不希望的电流波形畸变。

基准乘法器包括一个内部负载电阻，正常值为25KΩ，此因要该电阻变A输入电压为电流。这内部电阻要令其有好的精度及好的温度系数，仅需一支电容加在外部用以补偿此乘法器，不用推荐外部用一电阻并联作参考增益端子。由于内电阻允差变化，导致如此作法。

此补偿(A输入)中有一个偏调送到基准乘法器，这由于V-I变换器馈至其输入端。 FB/SD信号由一个V-I变换器缓冲后成为合适的信号送入乘法器，等效电路如下：

这一级的输出电流为：

还有一支1K电阻放于AC参考端和AC误差放大器之间作ESD保护用，由于这支电阻,10Pin电压在某些条件下会超过4.5V，但最大在AC放大器输入端会箝在4.5V以下。

反馈及关断

FB/SD端是一个多功能端，它初级侧的功能量是误差信号到V-I变换器的接口。将信号送到基准乘法器，反馈信号的电平范围为1~4V。在1.5V以下的输入电平时，PWM工作在最大占空比。

此端信号还用一个内部比较器检测此端电压，若电平下降到0.6V以下时，将关断控制器。在正常工作条件下，此输入信号将在1.5V以上或更高些。此时，关断电路处于未激活状态，该电路设计成以680Ω电阻与光耦串联，以确保在光耦完全导通时控制器达到零占空比，但是电平不会太低以关断控制器。

关断功能可以用于多个功能，包括过压、欠压或热插拔控制。外部一个晶体管开路集电极或漏极，接到此端可以用作下拉其电平，这就可以禁止芯片工作，改变状态进入低功耗的待机状态。图23给出关断电路。

斜波补偿

斜波补偿端允许斜波补偿总量调至最佳状态，斜波补偿对电流型控制是非常必要的，特别在占空比大于50%时。

所需的补偿总量取决于几个变化，包括升压电感值和设计师的愿望。补偿值基于电感电流下降的di/dt，对升压电感及可变的输入电压，其变化将盖过AC输入范围和整个周期。一个di/dt图表包括了NCP1651的设计规范。

对最佳负载瞬态特性，斜波补偿在100%占空比时等于下降的di/dt，对最佳线路瞬态响应，它将等于100%占空比时di/dt下降的一半。

此端还是振荡器的缓冲输出，它提供一个等于振荡器CT端上的斜波。从此端接一个电阻到地，调节一个电流，此电流经一个电流镜象到PWM比较器的同相输入端。

斜波电压由于电感的di/dt在其输入到PWM比较器处是5端电流的并行电压乘以10，这就是电流放大器输出送到PWM的增益。

电流镜象设计采用1:1.6的电流比，斜波信号注入可用下式计算：

此处Vramp峰值注入电流信号(4V) RRC斜波补偿端电阻值(KΩ)

振荡器

振荡器产生锯齿波信号，它设置开关频率。也即设置好乘法器增益，两者频率及幅度都是重要参数。

振荡器使用电流源给CT电容充电，充电速率约200uA。并很精确和重复。放电由CT端接到地的电阻完成，一个具有窗口的比较器监视着斜波信号，并用作电流源与放电电阻之间的开关。电容充电时，比较器有4V基准电压，斜波达到此电压，比较器就从充电电路转成放电电路，基准也从4V降到0.5V。

频率与定时电容的关系如下式：

此处CT以pf计，f以KHz计。

在此端设有电容加载是重要的，由于此将影响频率精度。如乘法器一样好地使用着斜波信号，任何使用此信号都将接入高阻抗的缓冲器。

由于所需的斜波电压的峰值谷值精度，NCP1651没有设计外同步的端子。

平均电流补偿

输入到该放大器的信号即是整流过的全波正弦。放大器是一个单位增益放大器，在输出端上有一个分压器，将信号衰减到0.75。这个降下全波整流的正弦信号使之与电流检测放大器的低频电流信号综合到一起。

这个合成信号必须等于AC误差放大器同相输入端上的信号，它是乘法器的输出。由于在同相输入端上的4.5V的硬性，线路电压加上线路检测电流之总和不能超出这个电平。

典型的全输入设计从85V~265VAC，其变化范围为3.1：1，电流补偿放大器的输出按此总量变化，容许最大电流对应线路电压的变化。

AC误差放大器 AC误差放大器是一个跨导放大器。这个放大器强令一个信号，即电流与输入电压的总和信号等于基准乘法器的AC基准信号。

跨导放大器与电压放大器不同，其输出是一个有可控电压----电流增益的高阻抗。这个放大器有一个正常的100微姆欧的增益(即0.0001A/V)，这意味着输入电压的10mV的差别就会导致输出电流1uA的改变，其最大输出是30uA。

电流检测放大器

电流检测放大器是一个宽带放大器，其有差分式输入，它由不同的输入级组成。一个高

频电流镜(PWM输出)和一个低频电流镜(AC误差放大器输出)。

输入到电流检测放大器的是一个共基极结构，跨过电流分流器导出的电压是在Is+输入处检测的。放大器输入仅设计成正向电压增长，功率级类似应用电路的结构。如图38.

注意:当设计在分流电阻与此输入端之间的滤波器时，由于此放大器的低输入阻抗，任何串联电阻因此滤波器都会建一个失调偏移。

这里将加入一个正的偏移给电流信号，因它的作用是AC误差放大器会试图补偿平均输出电流，使它决不会到零，从而导致附加一个零交越畸变。

电流分流器的电压变为电流I1,它驱动一个电流镜。I1电流镜的输出是一个高频信号，这是一个开关中瞬时电流的复制品，电流检测信号到电流I1的变换是：

PWM输出检测，此信息直接接到PWM输入，这里它是加到AC误差放大信号及斜波补偿信号上的。

前沿消隐电路(LEB)中断到PWM比较器的电流信号，在开关脉冲的前200ns即完成，这就隐蔽了输出的任何尖刺。因这些尖刺可能会在开启时出现，会导致PWM比较器的误触发。

I1电流镜的其它输出提供一个电压信号到缓冲放大器。这个信号是I1跨过30KΩ内部电阻的压降，且经6Pin电容的滤波。这个信号在经合适的滤波，将是2倍线路频率(整流的全波正弦)，6Pin电容的滤波极点会远离开开关频率，以移去多数高频元件。但足够高于线路频率，所以不会导致输入整流正弦波的有效畸变。

对于100KHz的开关频率，及60Hz的线路频率。一个10KHz的极点通常会很好地工作，6Pin上的电容可由已知的极点频率求出。

此处C6---6Pin电容(nf)

f----极点频率(KHz)

对于10KHz极点，C6将是0.5nf .

电流缓冲器的低频增益由7Pin电阻值设置，R7的值取决于峰值电流与平均电流之间的规模因子，平均电流就是初级正弦波形，因为二次侧电流不会流过电阻分流器。

PWM逻辑

PWM及逻辑电路压缩成为一个PWM比较器，一个RS触发器及一个或门，锁存设置为支配。这意味着如果R和S两者都是高电平，S信号将支配,而且Q将为高电平，以保护功率开关关断。

NCP1651使用一个电压型脉冲宽度调制器的等效电路，且基于固定频率的振荡器。振荡器输出一个斜波，且与斜波的下降沿重合得很好的脉冲。脉冲馈入PWM锁存并经或门跟随，在脉冲间隔区间，锁存复位，输出驱动为低电平状态。

在脉冲的下降沿，输出驱动为高电平，功率开关开始导通，瞬时电感电流为与AC误差放大器电压总和。斜波补偿信号也建起一个完整的波形，其与PWM比较器反相输入端上的4V基准比较，当同相端输入到PWM比较器超过4V时，PWM比较器的输出变为高电平。它驱动到锁存器设置的一个输入，并将功率开关关断，直到下一个振荡周期。

或门跟随PWM用于禁止驱动信号到功率开关。此外，对振荡器的脉冲，此或门接收从关断或门来的信号，它可以禁止工作。如过热保护，关断信号或电平不够的Vcc等。

驱动

输出驱动可以直接驱动外接的MOSFET，对中小功率应用足够，对大功率应用需要加大驱动能力。

它是一个由互补MOS形成的图腾柱设计。能源出1.5A电流，典型上升时间为50ns，对应1nf负载，图腾柱输出有最佳状态的互导电流。

附加的内部电路加了一个保持驱动在低状态，无论是欠压锁定是否激活，这个特性消除了对外部栅极回路下拉电阻的需要。

关断模式和逻辑

过温度保护，一个温度检测及参照。提供监视芯片结温，令芯片在正常温度下工作，

在超过160℃下温度检测器变为低电平。这将设置关断与门的输出为高，它再去关断PWM或门令其为高，从而强制驱动为低电平状态。此处有30℃的窗口，等元件降温到130℃以下时再恢复工作。

在过温关断模式下，起动电路将工作在Vcc 10.8V~9.8V之间。

Vcc不足的保护，如果Vcc电压不足以保持工作，芯片的驱动将被禁止，器件将请求等待8倍的时间，在输出过载时，这种现象即出现。在此条件下，以8计数达8个Vcc周期。在第八个周期未，驱动器由使能电路试图再次起动。如果故障已校正，输出电压将升起来，电路恢复正常工作。否则，另一个故障周期将开始，过载波形示于图3。

关断NCP1651，有一个关断电路，它可用于禁止芯片工作，采用将FB/SD端电压降到0.6V以下即可。当一个关断信号发生，关断电路比较器变低，立即将其送到PWM逻辑，停止芯片工作，并保持驱动输出为低电平。

关断比较器的倒相输出送入8计数器的复位端，计数器在读7之后重复，直到复位端为低。当关断信号被拿掉，复位端变为高电平，计数器继续计到8，然后去触发起动使能的负变沿，这意味着关断信号被移去。朝Vcc上斜在数到7，重新进入Vcc升降周期，数8之后进入下个周期。

该系统满足不被禁止条件要到Vcc电压有足够的放电周期，它还保障系统发令在低于Vcc两周期内工作。此模式的工作图见图3，八分频计数视作7,7,7,8，表示复位功能的工作。

如果关断信号在Vcc电压达到UVLO低限之前终止，(9.8V)芯片将恢复跟随Vcc下斜的工作。如果关断信号在Vcc上斜时终止，芯片将恢复第二Vcc下斜的工作。

AC基准缓冲器

AC基准缓冲器变化由AC误差放大器产生的电压变成一个电流,为与斜波补偿信号和瞬时电流信号的合成。

缓冲器的传输函数为：

缓冲放大器变换输入电压成一个电流，其等于AC误差放大器输出和2.9V基准压降(6.7KΩ电阻上的)之间的压差建起的电流。双极晶体管电平位移电压并保持合适的电流进入电流镜，电流镜有一个1：1的并送其输出电流到PWM输入端。这个电流是斜波补偿电流和瞬时电流信号的总和，且由开关周期中的关断期间决定。

起动电路

起动电路服务于几个功能。此外，提供内部的给Vcc电容充电，它对于起动过流工作的关断作为定时器服务。由于这个电路的自然状态，芯片必须基于使用起动电路，并用一个辅助绕组外供电，试图让芯片工作，由一个固定电压源供电，会导致芯片被箝住于某个工作模式中。

一个高压MOSFET作为电流源从高压提供电流起动，从整流过的AC线路到Vcc的电容充满电荷工作。

当Vcc上的电容电压达到UVLO电路的起动点(10.8V)之后起动电路即被禁止。PWM电路使能NCP1651,偏置电流从其待机水平到工作水平，由8计数器预置到7，起动芯片不会在第一周期工作，第二个Vcc周期数到8，芯片才允许在此时起动。在关断模式下，Vcc的周期保持在7计数状态，直到关断信号移去，才允许重起, 快速起动。见图3的时序图

芯片仍旧工作如Vcc电压保持在UVLO欠压触发点之上同样长的时间，如果Vcc电压减小到欠压锁定的触发点，则芯片工作即被禁止。起动电路再次使能，并开始给Vcc电容充电，直至达到开启电压的水平。在这一点上，起动电路将关断，芯片仍保持关断。待其持续到下7个计数周期，到第8个周期NCP1651再次进入工作，如果Vcc电压在欠压触发点之上，芯片即连续工作，若没达到触发点，则芯片又将开始另一个8计数周期。

八计数器的目的是减小芯片在过载条件下的功耗，并容许它重新在无过热条件下模糊不定地重开周期。

它在临界状态，输出电压达到某一容许辅助源电压在UVLO关断电平之上，Vcc电容放电到此电平之前的一个水平上。如果由辅助绕组产生的偏置电压降到了超过关断电压，在电容电压减到UVLO之前，则芯片将关断，并进入8计数周期，且不会再起动。如果出现此现象，Vcc电容值就必须加大了。

软起动电路

AC误差放大器有一个结构，即低输出电平时将导致输出占空比减到0，这可利用来作软

起动。芯片在开启后，由于输出是通过电容耦合到地的。

由于输出电流及11Pin的电阻有一个起始的输出电压失调。例如，如果输出在高电平下导通且饱合。它将源出50uA电流，如果11Pin为终端，有一个2.2KΩ电阻和0.01uF电容，起始设置为：

50uA×2.2K = 0.11V . 上升速率为：

50uA / 0.01uf = 5mv / us 。

到输出为2.8V时，约560us，相对应满足占空比。

这里还有一个8Pin上的箝制，它会保持此电容放电到1.5V。所以FB/SD端信号还要慢慢升起，从低功率水平到高功率水平。当芯片处在待机状态，箝制即能工作。同时芯片也能工作，箝制就会释放，容许反馈信号去控制环路。

外部软起动电路可以加上如图24所示，达到你所需的起动时间。

基本规范

任何功率变换器的设计都从基本的规范制定开始。下面的参数即是我们给出的实例规范： Po max 最大输出功率。

V rms min 最低输入线路电压。 V rms max 最高输入线路电压。 f switch 正常开关频率。 Vout 输出电压。

这些参数都是设计时必备的。

变压器

对于平均电流型固定频率PFC变换器，没有有效的公式决定变压器的最佳的初级电感值。但有几种方法可以考虑，包括峰值电流与平均电流，开关损耗与磁芯损耗，占空比在整个线路电压范围内的变化量，所有这些都是电感量的函数，也是线路和负载的函数。这些参数在变换器工作在连续导通型时及断续导通型工作时也各不相同。

如果你设计自己的变压器，ONSEMI的延展数据给出，NCP1651设计对这部分的设计有帮助。进入各电感值时，对应各种匝比，监视各种占空比和峰值电流平均电流比。

变压器的占空比是一个重要参数。此处对占空比有两个主要，首先是输出电压折返到初级的值；其取决于匝比，这意味着10：1的匝比，对于12V输出，功率开关对应120V输入电压加上漏感尖峰，这个反射电压决定了功率开关所承受的最大电压范围。

其次，还有几个对占空比实际的，给出反激式的传输函数。在连续导通中：

这很明显，占空比与匝比是直接关系。通常10：1为最大，虽然一些变压器制造商可以做到12：1或15：1，甚至20：1的匝比，但结果会不正常，会有非常高的漏感。它建起一个大的尖刺电压给功率开关漏极，它们还有非常大的反射电压与之并存。

另一个选择就是连络变压器制造商，诸如Coitronics公司等。

使用下面参数，做可能的延伸，初级电感330uH，匝比为10：1，应是最佳选择。

如果辅助绕组设计提供偏置电压，就要提供最小12.1V的电压(超过UVLO)最大18V。辅助线圈将这样连接，在功率开关关断时，它导通在线路频率接近过0时，电压的峰值等于调整输出电压，Vcc上的滤波电容要有足够的容量，以保持电压过零跨越。

误差放大器

误差放大器放在电路的二次侧，因此芯片中没有设置，最好的解决方案是用放大器和基准，也可用二者的合成如TL431。

误差放大器在此结构中为低成本的调整。当然，由于慢的PFC环路响应，不用对应过压保护条件，也不用对应瞬态的负载加载。

初级侧电路设计或PFC控制器工作在最大占空比，用光耦令其工作在非导通态，当系统初始通电时带给输出，必须允许此时无法驱动光耦的LED。

在图41的电路中，放大器和基准需要在最大电压下评定。此时输出将体验，包括瞬态条件，电阻Rdc1,Rdc2都要选择。在电压V1等于Vref2处选定。此时Vout达标，Ropto为限流电阻，它令光耦有好的工作状态。

这个设计还包括对瞬态的固有补偿，由于误差放大器的带宽非常低，输出不可能迅速响应输入电压的变化。在输出端的一个瞬态电压变化就会改变通过光耦的电流，由于误差放大器的输出没有立即变化，如果输出电压增加，则Ropto上的压降也增加，这就驱动更多的电流流过光耦，它将减小变换器的输出电压。

推荐一个交变调整率，它仅略微贵一点儿。但却提供了极好的保护应对正向瞬变，并从负瞬变令其快速恢复。

该电路结构示于图42，用一个误差放大器，其有低的环路响应。加上过压及欠压比较器，在正常工作条件下，欠压及过压比较器的输出都是高电平。欠压比较器提供对光耦的驱动，过压比较器放一个反偏二极管在输出处，并接入整体控制环。

这个设计有8%的触发点放在稳定电压值的上和下方。如果过压条件出现，过压比较器快速响应，此时其输出变低，将对光耦加大驱动电流，然后关闭控制器的输出，使其降压。

如果输出电压降下8%以上的稳压值，欠压比较器将变低。这使之移去对光耦的驱动，这就会令输出电压上升，增加控制器的占空比，使电压回到稳压值处。两者动作都比误差放大器速度快。

这个电路结构从5V~30V之间工作，用Rout,Rbias和Ropto改变之。

Ropto的数值允许最大2mA电流去驱动光耦，如果增加电流，则将又改为所选的新的光耦电流值。

AC电压分压器

从输入整流器到地的电阻分压器是一个简单，但重要的计算。对此计算的必要性是最大线路电压时芯片要能工作，峰值输入电压为：

在AC输入端(5Pin)的最大电压是3.75V，若是最高线路电压为265V。则

保持0.5W的功耗，则Rac1的功耗应为0.25W。所以Rac1 = 551KΩ. 为减小功耗采用一个下级最大标准值560KΩ，用2支0.25W电阻串联。

电流检测电阻/斜波补偿

跨过电流检测电阻上的电压还有斜波补偿信号都将由功率开关的峰值瞬时电流决定。 三个信号的矢量总和一起建起一个信号于PWM比较器的同相输入端处。其必须加到4.0V电压时才能终止开关周期，这些信号是从AC误差放大器及斜波补偿信号来的误差信号。在最坏条件下，AC误差放大器的输出将会到0，它需要斜波补偿与瞬时电流信号总和到4.0V，这就必须在满载及低线电压条件下予以评估。

对于合适的斜波补偿，斜波信号与di/dt下降率匹配，此是电感在50%占空比的di/dt。在输入电压是输出电压50%时，出现50%的占空比。两个di/dt下降的及输出电压需要用变压器的匝比折算到初级侧。于是，以下公式即是对RS和RRC必须满足的条件。

di/dt折返至初级.

简化，有：

令di/dt初级= di/dt次级，则

对合适的斜波补偿RS与RRC之间的关系为：

对最大输出电流当误差放大器在低态饱合时，斜波补偿信号加上电流信号，必须等于4.0V。这就是对PWM比较器的参照水平。

合并(2)式(4)式，有

此处，Rs 电流并联电阻Ω。 RRC 斜波补偿电阻Ω。

ton 给定条件下的导通时间 μs。 T 开关频率下的周期μs。 Lp 初级电感μH。 Vout 输出电压VDC。

Vrms 均方根输入线路电压VAC。 Pout 满载输出功率W。 Ipk 瞬时峰值电流A。

Iavg 开关周期内平均电流A。 V(t) 峰值线路电压。 Np/Ns 变压器匝数比。

电流定标及滤波电容

R7设置电流检测放大器的平均电流信号输出的增益，它是送到AC误差放大器的。R7是用来标定电流以合适的水平给AC误差放大器一个保护目标。

R7计算出来，去AC误差放大器输入端处的最大电流信号，令其在低线电压满载时少于4.5V，4.5V是基准放大器的箝制电压，并用于PFC初级电感的最大平均电流。公式如下：

此处Pin 比率输入功率. Rs 并联电阻器.

V in ll 最小的RMS输入电压。 AC ratio Pin9的AC交互因子。

这个公式不允许偏差，它将适当地增加输入功率以保证工作在最大功率时产生的误差变化。

电流检测滤波电容选择时，设置极点要在因子10以下的开关频率。

此处，C6---6Pin电容uf 。 f------极点频率。

对于100KHz开关频率，10KHz处极点是可以的，C6为0.5nf 。

基准乘法器

基准乘法器的输出是一个脉冲宽度调制器的模拟输入现状。乘法器在内部加载用一支电

阻接到地去设置DC增益。需要一支外部电容滤波，滤去信号返回进入一个类似于输入的整流全波正弦信号。对此电路的极点要大于线路频率，低于开关频率。

1/15的开关频率处推荐作为60Hz线路频率的起始值，10Pin的滤波电容由下面公式确定：

此处，C10 为 10Pin电容。 f pole为基准增益极点频率。

AC误差放大器

AC误差放大器是一个跨导放大器，它由串入一个Rc阻抗终止，建立一个极点----零点对。 为确定R3和C3的值，它必须看两个信号处其到达PWM的输入处，同相输入是一个慢速环, 用平均电流信号建起。其增益为：

此处，前两项是电流检测放大器的平衡电路的增益，下一项是跨导放大器的增益，而常数项是AC基准缓冲器的增益。

高频通路是瞬时电流信号到PWM同相端输入，这个增益是16K/3K = 5.33，由于输入信号是通过3K电阻变换的电流信号(电流检测放大器)。为稳定工作，低频通路的增益必须少于高频通路的增益。可以写作:

建议电阻及电容值为： 1

对于零点,在 10 开关频率处。

此处，R7及R11以Ω为单位，gm为姆欧，C11为法拉，fsw为Hz。

环路模型

电压环的模型打开，进入六个部分: 电压分压器，误差放大器，光耦传输器。在芯片外部，基准信号调制器及内部的输出级。

调制器及输出级电路大大地简化了基本的假设，在电流反馈环中的这个极点和零点可以考虑令其超过整个环路有更宽的带宽。这是个很好的假设，由于带宽以KHz计算，这对好的电流波形是必要的。电压误差放大器需要有比线路频率低的带宽，这是非常有用的。

在此电路中有两个极点，输出滤波器有一个极点，其随负载改变，电压误差放大器的极点将由这个分析结果确定。

电压分压器

电压分压器位于二次侧电路，它是一个简单的电阻分压器，它降低了输出电压后，成为与内部基准可比较所需的电压并送到电压误差放大器。如果图42的放大器电路被采用，则有四支电阻去替代2，为确定该电路的增益，Rdc1等效为上部两电阻9.31K和453Ω，两Rdc2等效为低端两电阻，422和5.23KΩ。

电压误差放大器

电压误差放大器由两个方程强制，当放大器用一个极点零点对来补偿时，会有一个单位增益极点，它会被在fz频率处的零点给取消掉，相当于曲线块中的折点。见图44

高于fz频率处的增益由Rfb决定，一旦Rfb定出，Cfb的值可以很容易地用fz公式算出。

光耦传输器

光耦用于从二次侧的误差信号到初级电路的隔离式电路联系，其增益基于电流传输比。它可以随时间和温度变化，但不会有大的变动。

推荐接到8Pin的电容为0.022uf，如果用更大的电容，则极点可能变得更低。并会影响增益相移特性，使之接近单位增益的跨越。在这种情况下，在误差放大器的基本电路中加入

一个零点是必要的。

基准信号

误差信号传输到初级侧电路系通过光耦，其由V-I方式将电压变为电流。然后再用作为基准信号送入乘法器，这个方框的增益取决于AC输入电压，因为乘法器需要两个输入给出一个输出。

调制和输出级

调制器接收从基准乘法器来的输入，并强制此电流的形状和幅度。在此部分由于电流检测放大器是一个内部环路，基于此假设进行介绍分析，因而无法进行。

在极点以下频率增益是好的，它有单一极点到输出滤波，由于NCP1651是一个电流型变换器，电感器不是输出极点的那部分，能在公式中见到。

调制器及输出级的传输函数将其分成两部分，第一部分定义成输入电流和AC基准信号之间的关系，随后定义输出级增益及极点。由于反激式变压器的自然属性，输出级的增益取决于占空比(Ton / T)，对连续型工作模式，导通时间为：

计算环路增益

在设计过程中这一点上，所有参数都将最后计算确定，只有极点零点对在电压误差放大器输出的位置未定。

所有公式给出增益的绝对值，这还要将其转换成以分贝计的格式，可用下式：

例如，分压器

环路的增益随输入电压变化而改变，它推荐给误差放大器补偿，并在高线电压满载条件下计算，这将有最大的带宽。

作为必要的对PFC部分单位增益环路带宽，必须低于线路频率。如果带宽接近或超过线路频率，电压误差放大器信号在其输出要有频率分量，这会大于线路频率，这些分量会导致基准放大器的输出产生畸变。也就无法校正电流波形，这种畸变会降低功率因数值。

典型地最大带宽对60Hz PFC变换器是10Hz，对50Hz则还要少一些，这可调节以满足系统的实际需要。单位增益带宽由环路增益通过odb水平时的频率来决定。

为稳定性的目标，增益将通过odb，由斜率为大约-20db来减少单位增益频率的另一面，这会保证相移大于45度。

增益还可以用图18中的公式以图示法算出来，如图18。

分压器： 计算V/Vo以db计，此值恒定，所以它不随频率变化。 光耦传输器： 计算Vfb/Vea，用公式提供将值改成dB。

基准信号： 计算Vfb/Vfb，使用AC输入信号在高线的峰值水平，见9Pin，也要折成dB,这也是个常数。

调制器和输出级： 计算增益对DIo/D Vref的调制器，并以计dB。还有输出级D Vout/D Iin，计算极点频率，增益对低于f p的整个频率都是恒定的。在极点频率起始处，这个增益将以20db /倍频下降。

将上面计算值全部综合在一起，给出图45。它示出34dB的整体增益，输出滤波器的极点在3Hz处。在此后，增益减小以20db/倍频的数值下降。

1

对于10Hz的复盖频率，误差放大器需要一个在10Hz处-25db的增益，因为正向增益等于25db。在此频率处，误差放大器的高频增益是：

此处，Rdc1是输出电压分压器电阻。它从变换器的输出电压送到误差放大器的输入处，如果采用(图42)的输出电路，Rdc1是9.31K+453Ω或9.76KΩ, 增益为-25dB的分压器比为：

取标准值560Ω。

为设置2Hz处的输出滤波器的极点，误差放大器在2Hz处有一个零点，或略高一点。对于2Hz的零点，补偿电容Cfb可用下式计算：

选择100uF的标准值电容，这个解决方案提供给相移约接近90度，实际上电容值卡在一半或略多一点或许更稳定。这可以在电路中测试，或用SP1CE模型仿真分析。

完整的环路的增益相位图示于图46及图47，包括了整个各级电路的总效果。

图31 由NCP1651控制的适配器的等效电路1。

图32 由NCP1651控制的适配器的等效电路2。

图33 采用NCP1653设计的最简单的AC/DC变换器电路。